CR5228 [ETC]
This article mainly introduces the characteristics and detailed working principle of CR522X, and describes a flyback isolated AC-DC switch using CR522X.;
| 型号： | CR5228 |
| 厂家： | 
ETC |
| 描述： | This article mainly introduces the characteristics and detailed working principle of CR522X, and describes a flyback isolated AC-DC switch using CR522X. |
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CR5224/CR5228/CR5229 应用指导书V3.0
摘要：
本文主要介绍了CR522X 的特征和详细的工作原理，描述了一种采用CR522X 的反激式隔离AC-DC 开
关电源的简单而高效的设计方法。
芯片特征：
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
内置650V 功率开关MOSFET（CR5224 内置630V MOSFET）
过温保护功能
低的启动电流：3uA（Typ）
低的工作电流：2mA（Typ）
内置软启动以减小MOSFET 应力
内置频率抖动以改善EMI 特性
内置斜波补偿电路
50KHz 的开关频率
为改善效率和最小待机功耗而设计的Hiccup Mode & PFM 工作模式
VDD 欠压保护(UVLO)、过压保护(OVP)及VDD 电压钳位功能、OLP 等多种自恢复保护
高效节能：
满足能源之星EPS 2.0版Ⅴ级能效标准
应用领域：
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
ꢀ
电池充电器
数码产品适配器
VCR，SVR，STB，DVD 等电源
PC，TV 辅助电源
开放式电源
管脚信息：
VDDG GND
VDD
FB
GND
Drain
Drain
Sense
CR5224/CR5228/CR5229
(DIP-8L)
CR522X 应用指导书
典型应用电路图:
一、芯片工作原理
1.功能概述：
VDDG
1
Drain
5/6
Current
Reference
Soft
Driver
Power
MOSFET
R
S
Q
Soft-start
OCP
burst mode
OSC
Internal
supply
VDD
2
SENSE
4
Slope
compensation
LEB
5V
Vth
CPL
UVLO
POR
5.7V
PWM
Compartor
Burst
mode
VDD
clamper
FB
3
50ms
OLP
7/8
GND
图1.1 CR522X 内部框图
2
CR522X 应用指导书
CR522X 是用于24W 以内离线式开关电源IC，该IC 含有高压功率MOSFET，具有优化的图腾驱动电
路以及电流模式PWM 控制器。PWM 控制器包含50KHz 固定的频率振荡发生器以及各种保护。由振荡电
路产生的频率抖动，可以改善EMI 特性。
为了获得良好的效率和待机功耗，CR522X 在重载或中等负载时，工作在PWM 模式，频率为50KHz。
当负载逐渐减小时，振荡器的工作频率逐渐降低，最后稳定在22KHz 左右。在空载和轻载时，电路采用间
歇模式，有效的降低了待机功耗。
保护功能包括：欠压锁定、过压保护及钳位、过载保护等，各种保护解除后均可自动恢复工作。
由于CR522X 高度集成，使用外围元件较少。采用CR522X 可简化反激式隔离AC-DC 开关电源设计，
从而使设计者轻松的获得可靠的系统。
2.欠压锁定和启动电路
系统在上电时，整流后的高压通过启动电阻RIN 为VDD 端的电容C1 充电，直到VDD 端电压达到芯片
的启动电压 VDD_ON(典型 14.8V)时，芯片启动并且驱动整个电源系统工作。如果发生保护，输出关断，导
致辅助绕组掉电，VDD 端电压开始下降，当VDD 端电压低于芯片的关闭电压VDD_OFF（典型9V）时，控
制电路关断，芯片消耗电流变小，进入再次启动序列。
VDC
VDD_O
N
RIN
TD_ON
VDD
IDD_S
T
D1
C1
CR522
X
GN
D
图1.2 典型启动电路
由于芯片的启动电流IDD_ST 仅3uA，且考虑到空载的系统损耗，RIN 可取较大值。对于90Vac~264Vac
输入范围，RIN 可在1.5Mꢀ~3Mꢀ 范围内选取，C1 推荐选用10uF/50V。
系统启动过程中，最大启动延迟时间可用下式计算：
VDD _ON
TD _ON = −R ×C ×ln 1−
………………（1.1）
IN
1
VDC − IDD _ ST × RIN
如果需要系统具有更快的启动时间且在系统成本允许的情况下，可采用如下电路：
3
CR522X 应用指导书
图1.3 快速启动电路
在这个电路中 C1 的值可以取得较小(但需要考虑系统的稳定性)，RIN 的值可以取得较大。这样既可缩
短系统的启动时间同时也可降低系统空载时的损耗。
启动电阻RI上最大损耗：
2
VD2C,MAX
V
−VDD
DC,MAX
P
=
………………………（1.2）
RIN ,MAX
RIN
RIN
其中， VDC MAX是最大输入整流后电压
，
对于一个通用输入（90Vac~264Vac），VDC MAX=374V
，
3742
P
=
93mW …………………………………（1.3）
1.5×106
RIN ,MAX
3.软启动
CR522X内部具有软启动电路，以减少电源启动期间电压应力。在VDD达到启动电压14.8V(Typ)时，芯片
内置算法将会使峰值电流限制电压阈值经过4ms逐渐升高到0.80V（DUTY=50%） 。无论何种保护导致的再
次启动，都必将是软启动。
4.正常工作频率和频率抖动
CR522X 正常的工作频率被内部固定为50KHz，不需要外部定频元件，有效地简化了PCB 布局。为了
良好的EMI 特性，在正常的工作频率上增加了±4%的抖动，弱化在某个频率点对外辐射的能量。使系统设
计更容易成功。
5.FB 输入端
CR522X FB 端各电压阈值相对应的系统工作状态可通过下图表示。
4
CR522X 应用指导书
图1.4 FB 端电压对应系统工作状态
1.3V~1.4V 为系统在空载或轻载时工作在间歇模式下的FB 端电压；1.4V~1.8V 为系统在中等或轻载负
载时频率调制模式下的FB 端电压；1.8V~3.7V 为系统在重载下的FB 端电压；3.7V~4.8V 为系统开环，过
功率保护，短路保护时FB 端电压；FB 端的短路电流典型值为0.9mA。
当VFB 大于3.7V 并持续50ms 的时间，关闭开关管，状态被保持。此时芯片VDD 电压必须降低到VDD_OFF
后，再启动才能恢复正常。当VFB 小于1.3V 时，仅关闭开关管以保护系统。
6.CS 输入端
CR522X 采用电流模式PWM 控制技术，初级峰值电流通过电流检测电阻Rsense 转化为电压反馈到
Sense 端。由于在开关管导通瞬间会有脉冲峰值电流，如果此时采样电流值，容易导致错误的控制。内置
的前沿消隐（LEB）电路，就是为了防止这种错误的控制。在开关管导通后，经过一段前沿消隐时间（典
型250ns）才去采样原边峰值电流。由于变压器工艺及外围器件品质等因素，不排除有超过LEB 屏蔽时间
的巨大Spike，此时应在Rsense 电阻上并联一个Csense 电容予以滤除。该电容取值范围应不超过100nF，
保证滤除Spike 并尽可能的小。
正常工作时，PWM 占空比由Sense 端电压和FB 端电压共同调整。
7.内置斜波补偿
内置斜波补偿电路增加电流检测电压的斜率，这可以改善系统闭环的稳定性，防止次谐波振荡，减小
输出纹波电压。
8.驱动
CR522X 内置的功率MOSFET 通过一个专用的栅极驱动器控制。当提供给MOSFET 驱动能力差时会
导致高的开关损耗；驱动能力强，EMI 特性会变差。这就需要一个折衷的办法来平衡开关损耗和EMI 特性，
5
CR522X 应用指导书
CR522X 内置的图腾驱动电路设计可以优化驱动能力。这种控制原理可以在系统设计时，容易地获得低的
损耗和良好的EMI 特性。
除此之外，栅极驱动能力还可以通过调整连接在VDD 端和VDDG 端的电阻实现的。这样就提供了一
个灵活的系统EMI 设计。建议该电阻取值为470ꢀ~1Kꢀ。
9.保护功能
在发生各种异常保护状态以后，CR522X 关闭输出，导致VDD 端电压降低，电路会不断重启，直至故
障解除。
1）逐周期电流限制
在每个周期，峰值电流检测电压由比较器的比较点决定。该电流检测电压不会超过峰值电流限制电压。
保证初级峰值电流不会超过设定电流值。当电流检测电压达到峰值电流限制电压时，输出功率不会增
大。从而限制了最大输出功率。如果负载过重，会导致输出电压变低，反映到FB 端，导致FB 电压升
高，发生过载保护。具有线电压补偿功能的OCP，在宽范围输入时可实现恒功率输出。
2）过压保护及钳位
当VDD 电压超过过压保护点（典型28.5V）时，表示负载上发生了过压，此时CR522X 关断输出。该
状态一直保持，直到VDD 端口电压降到VDD_OFF 后进入再次启动序列。发生过压保护后，如果VDD
端口电压超过箝位电压阀值（典型30V）时，内部箝位电路将VDD 电压箝位在30V，以保护CR522X
不被损坏，此时输出仍然是关闭的。
3）过载保护
当电路过载时，会导致FB 电压升高，当VFB 超过 3.7V 并持续50ms 的时间，CR522X 关闭输出。该
状态一直保持，直到芯片VDD 电压降低到VDD_OFF（典型9V）后，进入再次启动序列。
4）短路保护
短路保护可能由两种情况决定，当输出短路时，VDD 端口电压会下跌，同时FB 端口电压会升高，如
果VDD 端口电压跌到VDD_OFF（典型9V）先于FB 端口超过3.7V 并持续50ms,则短路保护由VDD 端
口引起的UVLO 决定。反之，则由FB 引起的过载保护决定。
5）过温保护
当控制芯片内部温度达到典型值145℃时，过温保护状态启动，芯片关段输出并反复重启动，但GATE
无频率输出。直至芯片内部温度降低至典型值温度135℃时，芯片重新正常工作。
6
CR522X 应用指导书
二、应用指导
图2.1 所示为采用CR522X 的反激式隔离AC-DC 转换器的基本电路原理图，本部分将以该电路作为参
考，来说明变压器设计、输出滤波器设计、元件选择和反馈环路设计的方法。
图2.1 采用CR522X 的反激式隔离AC-DC 转换器的基本电路原理图
1.确定系统规格
ꢁ
ꢁ
ꢁ
ꢁ
ꢁ
ꢁ
ꢁ
最小AC 输入电压：VACMIN，单位：伏特。
最大AC 输入电压：VACMAX，单位：伏特。
输入电压频率：fL，50Hz 或者60Hz。
输出电压：VO，单位：伏特。
最大负载电流：IO，单位：安培。
输出功率：PO，单位：瓦特。
电源效率：η，如无数据可供参考，则对于低电压输出（低于6V）应用和高电压输出应用，应分
别将η 设定为0.7~0.75 和0.8~0.85。
ꢁ
计算最大输入功率：PIN，单位：瓦特。
P
O
P =
………………………………………………………（2.1）
IN
η
ꢁ
根据最大输出功率来选择合适的CR522X 系列产品。
表2.1 CR522X 系列产品选型表
MOSFET
最大输出功率
90Vac~264Vac
型号
封装
RDS(ON) (TYP)
230Vac
15W
CR5224T
CR5228T
CR5229T
5.8
3.6
2.8
12W
18W
20W
DIP-8L
DIP-8L
DIP-8L
21W
24W
7
CR522X 应用指导书
2.确定输入整流滤波电容（CIN）和直流电压范围（VMIN、VMAX
）
ꢁ
输入整流电容选择
对于AC 90~264V 宽范围输入， CIN 按2~3uF/Watt 输出功率选取；
对于AC 230V 或者115V 倍压整流输入，CIN 按1uF/Watt 输出功率选取。
最小直流输入电压VMIN
ꢁ
C
1
2× P ×
−t
O
2× fL
VMIN = 2×VA2CMIN
−
…………………………（2.2）
η
×CIN
其中，fL 为输入交流电压频率（50Hz/60Hz）；
tC 为桥式整流大额导通时间，如无数据可供参考，则取3ms；
所有单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒、法拉第。
ꢁ
最大直流输入电压VMAX
VMAX = 2 ×VACMAX …………………………………………（2.3）
3. 相应工作模式和定义电流波形参数KP
图2.2 电流波形与工作模式
ꢁ
当KP≤1，连续模式，如图2.2a；
IR
KP =
…………………………………………………（2.4）
IP
其中：IR 为初级纹波电流，IP 为初级峰值电流。
8
CR522X 应用指导书
ꢁ
当KP≥1，非连续模式,如图2.2b；
1− D ×T
KP =
……………………………………………（2.5）
t
ꢁ
在连续模式设计中，宽电压输入时，设定KP=0.6；230V 单电压或者115V 倍压整流输入时，设定
KP=0.8。在非连续模式设计中，设定KP=1。
4. 确定反射的输出电压VOR 和最大占空比DMAX
ꢁ
在宽电压输入时（AC90V~AC264V），反射电压VOR 可设定在80V~90V。极限功率应用时，反射
电压VOR 可设定在90V~110V。IC 内建斜坡补偿电路，即使最大占空比超过0.5，也不易发生次
谐波振荡。
ꢁ
连续模式时计算DMAX
：
VOR
DMAX
=
………………………………………（2.6）
V
(
−VDS +V
)
MIN
OR
ꢁ
非连续模式时计算DMAX：
VOR
K × V −VDSON +V
OR
DMAX
=
…………………………………（2.7）
(
)
P
MIN
其中，设定CR522X 功率MOSFET 漏极和源极VDSON=Ip*RDSON≈6V。
5.计算初级峰值电流IP 和有效值电流IRMS
ꢁ
初级平均电流：
P
O
IAVG
=
…………………………………………………（2.8）
η
×VMIN
ꢁ
连续模式（KP≤1）：
IAVG
峰值电流
IP =
………………………………………（2.9）
KP
1−
× DMAX
2
2
KP
有效值电流
IRMS = IP × DMAX
×
− KP +
1
………………………………（2.10）
3
ꢁ
非连续模式（KP≥1）：
2× IAVG
峰值电流
IP =
……………………………………………（2.11）
DMAX
IP2
有效值电流
IRMS = DMAX
×
………………………………………（2.12）
3
9
CR522X 应用指导书
6.确定变压器初级电感量
ꢁ
反激式开关电源的两种工作模式随负载条件和输入电压的改变而改变。因此，变压器的初级电感
是在满载和最小输入电压的条件下决定。
106 × P
O
连续模式
LP =
………………………………（2.13）
KP
IP2 × KP × 1−
× fS ×η
2
106 × P
O
非连续模式
LP =
……………………………………………（2.14）
1
IP2 × × fS ×
η
2
其中，式中的单位分别为微亨、瓦特、安培、赫兹
7.确定合适的磁芯和初级线圈的最小匝数
ꢁ
实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗略的，因为变量太多了。选择合适磁芯的方法之一是查阅制
造商提供的磁芯选择指南。如果没有可参考资料，可采用下面作为参考。
LP × IP × IRMS ×104
450×0.2×∆B
1.143
AP = Aw × A =
×104 …………………………（2.15）
e
式中，Ap 单位为mm4，Aw 为窗口面积，Ae 为磁芯的截面积，如图2.3。△B 为正常操作状态下
的最大磁通密度摆幅量（单位：特拉斯（T））。对于大多数功率铁氧体磁芯来说，△B 通常为0.3~0.35T。
图2.3 磁芯窗口面积和截面积
ꢁ
确定了磁芯之后，即可由下式得出变压器初级侧为避免发生磁芯饱和而应具有的最少匝数：
IP × LP
NP
=
MIN
×102 ……………………………………（2.16）
,
Bsat × A
e
其中单位分别为高斯、安培、微亨、平方厘米, Bsat为饱和磁通量密度，如无参考数据，则使用
Bsat=3500~4000,以高斯为单位；或者Bsat=0.35~0.4,以特拉斯为单位。
10
CR522X 应用指导书
8.次级绕组和辅助绕组
ꢁ
初级绕组与次级绕组匝数比：
NP
VOR
n =
=
………………………………………（2.17）
NS VO +VD
其中，NP和NS分别为初级侧和次级侧匝数。VO为输出电压，VD为二极管正向电压：请查询对应二
极管的规格书，一般来讲耐压>100V的肖特基二极管PN结选取1~1.2 V，耐压小于100V的肖特基二极管
选取0.6~1 V。
然后确定正确的NS，使得最终的NP不得小于NP,MIN。有的时候最终的NP比NP,MIN大得多，这就需要
更换一个大的磁芯，或者在无法更换磁芯时，则通过增加KP值来减小LP，这样，最终的初级侧匝数也
会减小。
ꢁ 辅助绕组匝数
VDD +VDB
NAVX
=
× NS ………………………………………（2.18）
VO +VD
其中，VDD为辅助绕组整流后的电压，VDB为偏置绕组整流管正向电压；
考虑到系统在满载和空载转变瞬间，由于能量瞬间导致VDD下冲误触发UVLO，在系统允许的输入电
压范围内且输出为空载时，建议VDD大于11V。
ꢁ 确定磁芯气隙长度：
NP2
1000× LP AL
1
Lg = 40×
π
× A ×
−
………………………………………（2.19）
e
其中，Lg单位为毫米，Ae单位为平方厘米，AL为无间隙情况下的AL值，单位为纳亨/圈2，LP单位为微
亨。
通常不推荐对中心柱气隙磁芯使用小于0.1 mm的值，因为这样会导致初级电感量容差增大。如果您需
要使用小于0.1 mm的Lg值，请咨询变压器供应商以获得指导。
9.次级峰值电流和次级有效值电流
NP
ꢁ 次级峰值电流：
ISP = IP ×
………………………………………（2.20）
NS
ꢁ 次级峰值电流：
2
KP
连续模式
ISRMS = I × 1− D
×
− K +1 ………………………………………（2.21）
(
)
SP
MAX
P
3
1− DMAX
3× KP
非连续模式
ISRMS = ISP ×
…………………………………………………（2.22）
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CR522X 应用指导书
10.根据有效值电流来确定每个绕组的导线直径。
ꢁ 当导线很长时（＞1m），电流密度可以取5A/mm2。当导线较短且匝数较少时，6~10A/mm2 的电流密
度也是可取的。应避免使用直径大于1mm 的导线，防止产生严重的涡流损耗并使绕线更加容易。对于大
电流输出，最好采用多股细线并绕的方式绕制，减小集肤效应的影响。
ꢁ 检查一下磁芯的绕组窗口面积是否足以容纳导线。所需的窗口面积由以下公式给出：
Aw = A / KF ……………………………………………（2.23）
c
式中，AC为实际的导体面积，KF为填充系数。填充系数通常为0.2~0.3。
11.确定输出电容的纹波电流IRIPPLE
ꢁ 输出电容的纹波电流:
IRIPPLE = IS2RMS − IO2 ………………………………………（2.24）
其中，IO为输出直流电流
12.确定次级及辅助绕组最大峰值反向电压VSR，VBR
NS
NP
ꢁ 次级绕组最大峰值反向电压：
V =V + V
×
×
……………………………………（2.25）
……………………………………（2.26）
SR
O
MAX
NB
NP
ꢁ 辅助绕组最大峰值反向电压：
VBR =VDD + V
MAX
13.选择输出整流管
ꢁ
ꢁ
VR≥1.25×VSR，VR 为整流二极管的反向额定电压
ID≥2.5×IO，ID 为二极管的直流电流额定值
表2.2 部分输出整流二极管选型表
肖特基二极管
超快速二极管
整流二极管
UF4002
整流二极管
1N5819
SB140
VR（V）
ID（A）
封装
轴向
轴向
轴向
轴向
轴向
轴向
VR（V）
100
ID（A）
封装
轴向
轴向
轴向
轴向
轴向
轴向
40
40
60
60
60
40
1
1
1
1
2
3
3
1
UF4003
200
SB160
1
MUR120
EGP20D
UF5401
200
MBR160
11DQ06
1N5822
1
200
1.1
3
100
UF5402
200
12
CR522X 应用指导书
SB340
40
40
60
60
40
60
45
60
45
60
100
45
60
45
60
100
3
轴向
EGP30D
200
200
200
200
200
3
轴向
MBR340
SB360
3
轴向
BYV28-200
MUR420
3.5
4
轴向
3
轴向
TO-220
TO-220
TO-220
MBR360
SB540
3
轴向
BYW29-200
BYW32-200
8
5
轴向
18
SB560
5
轴向
MBR745
MBR760
MBR1045
MBR1060
MBR10100
MBR1645
MBR1660
MBR2045CT
MBR2060CT
MBR20100
7.5
7.5
10
10
10
16
16
20
20
20
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
TO-220
14.选择辅助绕组整流管
ꢁ VR≥1.25×VBR；VR 为整流二极管的反向电压额定值。
表2.3 部分辅助整流二极管选型表
整流管
VR（V）
整流管
VR（V）
整流管
VR（V）
75
FR104
400
UF4003
200
1N4148
15.确定SENSE 电阻
ꢁ 限制最大输出功率时，SENSE 电阻选择：
VTH
−
OC
RSENSE
=
…………………………………………………（2.27）
IP
SENSE 电阻额定功率＞IR2MS × RSENSE
16.输出电容的选择
ꢁ 在105℃及50KHz 频率下纹波电流的规格：必须大于IRIPPLE
ꢁ ESR 规格：使用低ESR 的电解电容。输出开关纹波电压等于ISP×ESR。
ꢁ 由于电解电容具有较高的ESR，所以有的时候只使用一个输出电容是不能满足纹波规格要求的。此
时，可以附加一个LC 滤波器。在使用附加LC 滤波器时，不要把截至频率设置得过低。截至频率过低可
13
CR522X 应用指导书
能导致系统不稳定或者限制控制带宽。将滤波器的截至频率设定在开关频率的1/10~1/5 左右比较合适。
电感L：2.2uH~4.7uH，对于低电流（≤1A）的输出使用磁珠是可以的。而较高电流输出可以使用非定
制的标准电感。如有必要，可以增大电感的电流额定值从而避免电感上的损耗。
电容C：100uF~330uF。
17.输入整流桥的选择
ꢁ
ꢁ
VR≥1.25×VMAX
；VR 为输入整流二极管的反向额定电压；
ID≥2×IAVG;其中ID 为整流桥的电流额定值。
18．确定RCD 箝位电路元件参数
图2.4 为系统所采用的典型的RCD 箝位电路。
图2.4 RCD 箝位电路
ꢁ
测量变压器初级漏电感LL；在测量初级漏电感时应谨慎。如果只是简单地在其他输出被短路的情
况选进行初级侧电感测量，则测得的漏电感会稍大，因为每个输出都被反射至初级侧。
ꢁ
确定CR522X 内置功率MOSFET 所允许的总电压，并根据以下公式计算Vmaxclamp;
VMOSFET =VMAX +Vmaxclamp ………………………………………（2.28）
max
建议至少应维持低于MOSFET 的BVDSS 50V 的电压裕量，并另外留出30V~50V 的电压裕量以
满足瞬态电压要求。对于宽范围输入设计，建议Vmaxclamp＜200V。Vmaxclamp 不应小于1.5VOR。
ꢁ
ꢁ
ꢁ
确定箝位电路的电压纹波V△，根据以下公式计算箝位电路的最小电压
=Vmaxclamp −V∆ ………………………………………（2.29）
Vmin
clamp
根据以下公式计算箝位电路的平均电压Vclamp
：
V∆
Vclamp =Vmaxclamp
−
………………………………………（2.30）
2
计算漏感中贮存的能量：
1
EL = × LL × IP2 ………………………………………（2.31）
2
并非所有的漏感能量都会转移到箝位。因此，在计算箝位所耗散的真实能量时应使用以上公式，
14
CR522X 应用指导书
同时将峰值初级电流IP 替代仅流入箝位的电流。流入箝位的电流难以计算或者测量，我们将根据已知
的比例因数调整EL，从而估算箝位中的能量耗散Eclamp：
输出功率范围
Eclamp
PO＜1.5W
可不使用箝位电路
1.5W≤PO≤50W
50W≤PO≤90W
Eclamp
= 0.8× EL
Eclamp = EL
Vclamp
Vclamp −VOR
PO＞90W
Eclamp = EL ×
对于CR522X 系列产品设计的系统，
。
Eclamp = 0.8× EL
Vc2lamp
ꢁ
确定箝位电阻：Rclamp
=
………………………………………（2.32）
Eclamp × fs
Vc2lamp
箝位电阻的功率额定值应大于：
Rclamp
Eclamp
ꢁ
ꢁ
确定箝位电容：Cclamp
=
………………………………………（2.33）
1
2
2
2
clamp
× Vmaxclamp −Vmin
箝位电容的电压额定值应大于：1.5×Vmaxclamp
箝位电路中的阻断二极管：应使用快速或者超快恢复二极管。在有些情况下，使用标准恢复二极
管有助于提高电源效率及EMI 性能。作此用途的标准恢复二极管必须列明指定的反向恢复时间。使用
这种二极管时应特别注意，确保其反向恢复时间低于可接受的限值。如果未经全面评估，不建议基于
标准恢复二极管的设计。
阻断二极管的最大反向电压应大于： 1.5×Vmaxclamp
阻断二极管的正向反复峰值电流额定值应大于IP，如果数据手册中未提供该参数，则平均正向电流
额定值应大于0.5×IP （注意：二极管的平均正向电流额定值可指定为较低值，它主要受热性能的约束。
应在稳态工作期间及最低输入电压条件下测量阻断二极管的温度，以确定其额定值是否正确。散热性
能、元件方位以及最终产品外壳都会影响到二极管的工作温度。）
ꢁ
确定阻尼电阻：（如选用）
20
0.8×IP
ꢀ≤Rdamp≤100ꢀ
注意：对于最大连续输出功率为20 W 或更大的电源系统，Rdamp只能在绝对必要时使用，并且应限
制为非常小的值：1 ꢀ Rdamp 4.7 ꢀ。
≤
≤
15
CR522X 应用指导书
阻尼电阻的功率额定值应大于：I2 ×Rdamp
P
19．设计反馈环路
CR522X 系列产品采用电流模式控制，反馈环路只需采用一个单极点和单零点补偿电路即可实现。
图2.5 反馈控制电路
ꢁ
确定Rbias 和RD 的值，使能够为TL431 提供合适的工作电流并确保CR522X 反馈电压的完整工作
变化范围。对于TL431，最小阴极工作电压和电流分别为2.5V 和1mA。
VO −VOP − 2.5 IFB
>
………………………………………（2.34）
RD
CTR
VOP
>1 mA………………………………………（2.35）
Rbias
其中：VOP 为光耦的正向导通压降（通常为1.2V），IFB 为CR522X 反馈短路电流（通常为1mA），
CTR 为光耦的电流传输比。例如当Vo=5V，光耦的CTR 为80%时，RD<1K 且Rbias<1.2K。
ꢁ
对于CCM 模式，采用CR522X 的反激式开关电源的控制-输出传递函数由下式给出：
s
s
1+
× 1−
ˆ
v s
wz
wrz
o ( )
n× RO ×VDC
G s =
( )
≈
×
………………………（2.36）
s
ˆ
vFB
s
( )
2×n×V +V × R
(
)
O
DC
SENSE
1+
wp
式中，VDC 为直流输入电压，RO 为等效输出负载电阻。
2
R × 1− D ×n2
VO2
1
(
)
1+ D
O
RO =
，wz =
，wrz =
，wp =
P
RC1 ×CO
D× Lm
RO ×CO
O
16
CR522X 应用指导书
控制-输出传递函数中有一个右半平面（RHP）零点（wrz）。由于 RHP 零点使相位减少了 90°，所
以穿越频率应小于RHP 零点（wrz）。
系统极点和零点以及直流增益均随输入电压的变化而变化。直流增益在高输入电压条件下最高，
RHP 零点在低输入电压条件下最低。低频增益并不随负载条件的变化而变化，RHP 零点在满载条件下
最低。
图2.6 CCM模式反激电源的控制-输出传递函数随输入电压的变化情况
图2.7 CCM模式反激电源的控制-输出传递函数随负载的变化情况
17
CR522X 应用指导书
图2.8 DCM模式反激电源的控制-输出传递函数随负载的变化情况
ꢁ
对于DCM 模式，采用CR522X 的反激式开关电源的控制-输出传递函数为：
s
1+
ˆ
v s
o ( ) VO
wz
s
G s =
( )
≈
×
………………………………………（2.37）
ˆ
vFB
s
( )
VFB
1+
wp
1
2
式中wz =
wp =
RC ×CO
RO ×CO
1
与工作于CCM模式的反激式开关电源相比，此时没有RHP零点，而且直流增益不随输入电压的变
化而变化。总增益在满载条件下最高。
图2.5 的反馈补偿网络传递函数由下式获得：
ꢁ
s
wzc
1
1+
1+
ˆ
vFB
s
( )
w
i
= −
×
………………………………………（2.38）
ˆ
v s
o ( )
s
wpc
CTR× RFB
1
2
式中，w =
，
wzc =
，wpc =
i
R × RD ×CF
R + C ×C
F
RFB ×CB
(
)
1
1
F
当输入电压和负载电流的变化范围很宽时，反馈环路设计的最坏情况是不易确定的。增益以及零
点和极点均根据工作条件的变化而移动。不仅如此，随着负载电流的减小或（和）输入电压的增大。
工作于CCM模式将进入DCM模式。解决这一问题的一种简单而实用的方法是设计出低输入电压和满载
条件下具有足够的相位和增益裕量的反馈环路。对于90V~264V交流输入，当开关电源工作于CCM模式
时，RHP零点在低输入电压和满载条件下最低。不过，当工作条件从低压输入变为高压输入时，增益
增加不大。因此，通过设计在低压输入和满载条件下具有超过45°的增益裕量的反馈环路即可保证整个
工作范围内的稳定性。
18
CR522X 应用指导书
图2.9 补偿网络设计
ꢁ
反馈环路的设计如下：
1. 确定穿越频率fc。对于工作于CCM模式的反激开关电源来说，应将fc设计在低于1/3RHP零点的
频率上，以最大限度地减小RHP零点的影响。对于DCM模式，可将fc设定在较高的频率上，因为此时没
有RHP零点。
2. 当采用附加LC滤波器时，应将fc设计低于1/3LC滤波器转折频率的地方，因为它会导致-180°
的相位差。绝对不要把fc设定得高于LC滤波器的转折频率。如果穿越频率过于靠近转折频率，那么，为
抵消后置滤波器的影响。就应当把控制器设计得具有约90°以上的足够相位裕量。
3. 确定补偿电路的直流增益以抵消fc频率上的控制-输出增益。
4. 将补偿电路零点（fzc）设置在fc/3附近。
5. 将补偿电路极点（fpc）设置在3fc以上。
三、参考电路
C6
C7
R7
L2
L1
Vo
D7
C8
C9
C4
D1-D4
R3
R1
R2
5V/1A
GND
C1
C2
D5
T1
R4
D6
C3
R8
R9
R5
F1
VDDG
GND
R11
R12
AC IN
L
N
VDD
FB
GND
Drain
Drain
R10
C10
U2_B
SENSE
U3
U1
C5
R6
U2_A
图3.1 CR522X 典型电路原理图（通用输入）
19
CR522X 应用指导书
表3.1 基于CR5224的5V1A适配器元器件清单
元件
F1
规格
元件
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
L1
规格
Capacitor, electrolytic,10uF/50V
Capacitor, metal poly,1nF/630V
Capacitor, ceramic,10nF/25V
Capacitor,Y2，2.2nF/250VAC
Capacitor, Open
Fuse,1A/250Vac
D1—D4
D5
Diode, General,1N4007
Diode, Fast, UF4007
Diode, General,1N4007
Diode, Schottky,SB360
Resistor,1M,1/4W,±5%
Resistor,100K,1/2W,±5%
Resistor,10R,1/4W,±5%
Resistor,470R,1/4W,±5%
Resistor,2R8,1/2W,±1%
Resistor,Open
D6
D7
R1 、R2
R3
EC,1000uF/16V,LOW ESR
EC,470uF/16V,LOW ESR
Capacitor, ceramic,3.3nF/25V
Inductor, choke,2.0mH min
Inductor,power choke,10uH
PWM,CR5224
R4
R5
R6
L2
R7
U1
U2
U3
R8
Resistor,330R,1/4W,±5%
Resistor,1K,1/8W, ±5%
Resistor,10K,1/8W, ±5%
Resistor,10K,1/8W, ±1%
EC,6.8uF/400V
Photocoupler,PC817B
IC,TL431
R9
R10
Transformer ,EE16
T
Lp=3.7mH
R11、R12
C1、C2
NP:NS:NB=152T:13T:38T
表3.2基于CR5224的12V1A适配器元器件清单
元件
F1
规格
Fuse,1.5A/250Vac
元件
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
L1
规格
EC,33uF/400V
D1—D4
D5
Diode, General,1N4007
Diode, Fast, UF4007
Diode, General,1N4007
Diode, Schottky,1N5401
Resistor,1M,1/4W,±5%
Resistor,100K,1W,±5%
Resistor,10R,1/4W,±5%
Resistor,470R,1/4W,±5%
Resistor,1R3,1W,±1%
Resistor,Open
Capacitor, electrolytic,10uF/50V
Capacitor, metal poly,470pF/630V
Capacitor, ceramic,10nF/25V
Capacitor,Y2，2.2nF/250VAC，open
Capacitor, Open
D6
D7
R1 、R2
R3
EC,1000uF/25V,LOW ESR
EC,470uF/25V,LOW ESR
Capacitor, ceramic,3.3nF/25V
Inductor, choke,10mH min
Inductor,power choke,10uH
PWM,CR5224
R4
R5
R6
R7
L2
R8
Resistor,330R,1/4W,±5%
Resistor,1K,1/8W, ±5%
U1
U2
R9
Photocoupler,PC817B
20
CR522X 应用指导书
R10
R11
R12
C1
Resistor,10K,1/8W, ±5%
Resistor,38.3K,1/8W, ±1%
Resistor,10K,1/8W, ±1%
Capacitor, X2,0.1uF/250VAC
U3
T
IC,TL431
Transformer ,EI22
Lp=2.0mH
NP:NS:NB=100T:15T:19T
表3.3基于CR5228的12V1.25A适配器元器件清单
元件
F1
规格
Fuse,1.5A/250Vac
元件
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
L1
规格
EC,47uF/400V
D1—D4
D5
Diode, General,1N4007
Diode, Fast, UF4007
Capacitor, electrolytic,10uF/50V
Capacitor, metal poly,470pF/630V
Capacitor, ceramic,10nF/25V
Capacitor,Y2，2.2nF/250VAC，open
Capacitor, Open
D6
Diode, General,1N4007
Diode, Schottky,1N5401
Resistor,1M,1/4W,±5%
Resistor,100K,1W,±5%
Resistor,10R,1/4W,±5%
Resistor,470R,1/4W,±5%
Resistor,1R,1W,±1%
D7
R1 、R2
R3
EC,1000uF/25V,LOW ESR
EC,470uF/25V,LOW ESR
Capacitor, ceramic,3.3nF/25V
Inductor, choke,10mH min
Inductor,power choke,10uH
PWM,CR5228
R4
R5
R6
R7
Resistor,Open
L2
R8
Resistor,330R,1/4W,±5%
Resistor,1K,1/8W, ±5%
Resistor,10K,1/8W, ±5%
Resistor,38.3K,1/8W, ±1%
Resistor,10K,1/8W, ±1%
Capacitor, X2,0.1uF/250VAC
U1
U2
U3
R9
Photocoupler,PC817B
IC,TL431
R10
R11
R12
C1
Transformer ,EI22
T
Lp=1.2mH
N :N :N =80T:13T:16T
P
S B
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