LM25143_技术文档

LM25143

ZHCSNL7 –MARCH 2022

具有超低I_Q的LM25143 3.5V 至42V 双路同步降压直流/直流控制器

1 特性

2 应用

• 提供功能安全

• 个人电子产品：计算机外设

• 工业：24V 总线系统、工厂自动化和控制、机器

人、电力输送

– 有助于进行功能安全系统设计的文档

• 多功能同步降压直流/直流控制器

• 企业系统：高性能计算

– 宽输入电压范围为3.5V 至42V

– 1% 精度、3.3V/5V 固定电压或0.6V 至36V 可

调输出电压

3 说明

LM25143 是一款 42V 同步降压直流/直流控制器，适

用于高电流单路或双路输出。该器件源自宽V_IN范围控

制器系列，采用交错式可堆叠峰值电流模式控制架构，

可实现简单环路补偿、快速瞬态响应、优异的负载和线

路调节能力，并可通过用于高输出电流的并联相位实现

精确的电流共享。65 ns 的高侧开关超短导通时间有助

于获得大降压比，支持从 12V 或 24V 输入到低电压轨

的直接降压转换，从而降低系统复杂性和成本。

LM25143 在输入电压突降至 3.5V 时，仍能根据需要

以接近100% 的占空比继续工作。

– 150°C 最大结温

– 4 µA 典型关断模式电流

– 15 µA 典型空载待机电流

• 两个交错式同步降压通道

– 双通道或单输出多相

– 65 ns t_ON(min)，可实现高V_IN/V_OUT比

– 60 ns t_OFF(min)，可实现低压降

• 固有保护特性，可实现稳健设计

– 分流或电感器DCR 电流感测

– 断续模式过流保护

– 独立的使能和PGOOD 功能

– 可调节输出电压软启动

– VCC、VDDA 和栅极驱动UVLO 保护

– 具有迟滞功能的热关断保护

• 针对CISPR 11 和CISPR 32 B 级传导和辐射EMI

要求进行了优化

15 μA 空载静态电流及稳压输出电压可延长电池供电

系统的工作运行时间。利用开关稳压器的输出或其他可

用电源为 LM25143 供电，可实现更低的输入静态电流

和功率损耗。

器件信息

封装⁽¹⁾

封装尺寸（标称值）

器件型号

– 由压摆率控制的自适应栅极驱动器

– 扩频可降低峰值发射

LM25143

VQFN (40)

6.00mm × 6.00mm

• 100 kHz 至2.2 MHz 开关频率

(1) 如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附

录。

– 同步输入和同步输出功能

– 可选二极管仿真或FPWM 模式

• 6mm × 6mm VQFN-40 封装

• 使用LM25143 并借助WEBENCH Power

DesignerWEBENCH^®Power Designer 创建定制设

计方案

V_IN= 3.5 V...42 V

VDDA

VCC VIN FB1 FB2 MODE

C_IN

HB1

HO1

HB2

V_OUT1= 3.3 V

I_OUT1= 12 A

V_OUT2= 5 V

I_OUT2= 10 A

Q_H1

Q_H2

HO2

HOL2

SW2

L_O1

L_O2

R_S2

R_S1

HOL1

SW1

C_O2

C_O1

Q_L1

Q_L2

LO2

LOL2

LO1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

VIN

EN2

PG2

VIN

RT

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

VCCX

COMP1

COMP2

AGND SS1 RES SS2

VDDA DITH

* V_OUT1tracks V_INif V_IN< 3.7 V

V_OUT2tracks V_INif V_IN< 5.4 V

高效的双路降压稳压器

本文档旨在为方便起见，提供有关TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问

www.ti.com，其内容始终优先。TI 不保证翻译的准确性和有效性。在实际设计之前，请务必参考最新版本的英文版本。

English Data Sheet: SNVSC10

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内容

1 特性................................................................................... 1

2 应用................................................................................... 1

3 说明................................................................................... 1

4 修订历史记录.....................................................................2

5 说明（续）.........................................................................3

6 器件比较表.........................................................................3

7 引脚配置和功能................................................................. 4

8 规格................................................................................... 7

8.1 绝对最大额定值...........................................................7

8.2 ESD 额定值.................................................................7

8.3 建议运行条件.............................................................. 8

8.4 热性能信息..................................................................8

8.5 电气特性......................................................................9

8.6 开关特性....................................................................12

8.7 典型特性....................................................................13

9 详细说明.......................................................................... 18

9.1 概述...........................................................................18

9.2 功能方框图................................................................19

9.3 特性说明....................................................................20

9.4 器件功能模式............................................................ 32

10 应用和实现.....................................................................33

10.1 应用信息..................................................................33

10.2 典型应用..................................................................40

11 电源相关建议................................................................. 53

12 布局............................................................................... 54

12.1 布局指南..................................................................54

12.2 布局示例..................................................................57

13 器件和文档支持............................................................. 59

13.1 器件支持..................................................................59

13.2 文档支持..................................................................60

13.3 接收文档更新通知................................................... 61

13.4 支持资源..................................................................61

13.5 商标.........................................................................61

13.6 Electrostatic Discharge Caution..............................61

13.7 术语表..................................................................... 61

14 机械、封装和可订购信息...............................................61

4 修订历史记录

注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同

日期

修订版本

注释

*

2022 年3 月

初始发行版

2

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5 说明（续）

通过包含多种特性来轻松满足 CISPR 11 和 CISPR 32 EMI 要求。具有可调节压摆率控制功能的自适应定时高电

流MOSFET 栅极驱动器可在开关切换期间尽可能地减少体二极管导通，从而降低高输入电压和高开关频率下的开

关损耗并提高热性能和 EMI 性能。为了降低输入电容器纹波电流和 EMI 滤波器尺寸，针对两个输出提供 180° 交

错运行方式。90° 异相时钟输出适用于级联、多通道或多相功率级。高达 2.2 MHz 的通过电阻器调节的开关频率

可同步至高达 2.5 MHz 的外部时钟源，从而消除噪声敏感应用中的拍频。可选三角扩频调制，能够进一步改善

EMI 特征。

LM25143 的其他特性包括150°C 最大工作结温、可在轻负载条件下降低电流消耗的用户可选二极管仿真功能、可

配置软启动功能、用于故障报告和输出监控的开漏电源正常标志、独立的使能端输入、单调启动至预偏置负载、

具有自动切换功能（可切换到连接在 VCCX 上的外部偏置）的集成 VCC 偏置电源稳压器、可编程断续模式过载

保护和带自动恢复功能的热关断保护。使用电感器DCR 感测电流可实现超高效率，也可使用分流电阻器进行感测

以实现高精度。

LM25143 控制器采用 6mm × 6mm 热增强型 40 引脚 VQFN 封装。宽输入电压范围、低静态电流消耗、高温运

行、逐周期电流限制、低 EMI 特征和小解决方案尺寸可为需要增强可靠性和耐用性的应用提供理想的负载点稳压

器解决方案。

6 器件比较表

V_IN最大值

42V

器件

可订购器件型号

LM25143RHAR

LM5143RHAR

封装图纸

RHA

封装类型

VQFN

可润湿侧翼

LM25143

LM5143

否

RHA

VQFN

65V

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3

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7 引脚配置和功能

1

2

SS2

COMP2

FB2

30

29

28

27

26

25

24

23

22

21

SS1

COMP1

3

FB1

CS2

4

CS1

VOUT2

5

VOUT1

VIN

Exposed Pad (EP) on Bottom

Connect to Ground

6

VCCX

PG2

7

PG1

HOL2

HO2

8

HOL1

HO1

SW1

9

10

SW2

将底部的外露焊盘连接至PCB 上的AGND 和PGND。

图7-1. 40 引脚VQFN RHA 封装（顶视图）

4

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表7-1. 引脚功能

引脚

名称

I/O⁽¹⁾

说明

编号

通道2 软启动编程引脚。一个外部陶瓷电容器和一个内部20μA 电流源用于设置软启动期间内部误差放大器

基准的斜升速率。将SS2 拉至150mV 以下会关断通道2 栅极驱动器输出，但所有其他功能都保持运行。

SS2

1

I

COMP2

2

3

O

通道2 跨导误差放大器的输出。COMP2 在单输出交错操作或单输出多相操作下处于高阻抗状态。

通道2 的反馈输入。对于3.3V 输出，将FB2 引脚连接到VDDA；对于固定的5V 输出，将FB2 引脚连接到

AGND。在VOUT2 与FB2 之间连接的电阻分压器将输出电压电平设置在0.6V 至55V 之间。FB2 的调节阈

值为0.6V。

FB2

I

通道2 电流感测放大器输入。使用低电流开尔文连接将CS2 连接到外部电流感测电阻器的电感器一侧（或

者，如果使用的是电感器DCR 电流感测功能，则连接到相关的感测电容器端子）。

CS2

4

5

6

I

通道2 的输出电压感测和电流感测放大器输入。将VOUT2 连接到通道2 电流感测电阻器的输出侧（或者，

如果使用的是电感器DCR 电流感测功能，则连接到相关的感测电容器端子）。

VOUT2

VCCX

用于外部偏置电源的可选输入。如果V_VCCX> 4.3V，VCCX 会在内部链接到VCC 且内部VCC 稳压器会被禁

用。在VCCX 和PGND 之间连接一个陶瓷电容器。

P

PG2

HOL2

HO2

7

8

9

O

一个集电极开路输出，如果VOUT2 超出指定的调节窗口，该输出会变为低电平

通道2 高侧栅极驱动器关断输出

通道2 高侧栅极驱动器导通输出

通道2 降压稳压器的开关节点。连接到自举电容器、高侧MOSFET 的源极端子和低侧MOSFET 的漏极端

子。

SW2

10

P

HB2

LOL2

LO2

11

12

13

14

P

O

G

用于自举栅极驱动的通道2 高侧驱动器电源

通道2 低侧栅极驱动器关断输出

通道2 低侧栅极驱动器导通输出

PGND2

用于低侧NMOS 栅极驱动器的电源接地连接引脚

VCC 偏置电源引脚。引脚15 和16 必须在PCB 上连接在一起。在VCC 与PGND1 之间和VCC 与PGND2

之间连接陶瓷电容器。

VCC

P

15、16

PGND1

LO1

17

18

19

20

G

O

P

用于低侧NMOS 栅极驱动器的电源接地连接引脚

通道1 低侧栅极驱动器导通输出

LOL1

HB1

通道1 低侧栅极驱动器关断输出

用于自举栅极驱动的通道1 高侧驱动器电源

通道1 降压稳压器的开关节点。连接到通道1 自举电容器、高侧MOSFET 的源极端子和低侧MOSFET 的漏

极端子。

SW1

21

P

HO1

HOL1

PG1

VIN

22

23

24

25

O

P

通道1 高侧栅极驱动器导通输出

通道1 高侧栅极驱动器关断输出

一个集电极开路输出，如果VOUT1 超出指定的调节窗口，该输出会变为低电平

VCC 稳压器的电源电压输入源

通道1 的输出电压感测和电流感测放大器输入。将VOUT1 连接到通道1 电流感测电阻器的输出侧（或者，

如果使用的是电感器DCR 电流感测功能，则连接到相关的感测电容器端子）。

VOUT1

CS1

26

27

I

通道1 电流感测放大器输入。使用低电流开尔文连接将CS1 连接到外部电流感测电阻器的电感器一侧（或

者，如果使用的是电感器DCR 电流感测功能，则连接到相关的感测电容器端子）。

通道1 的反馈输入。对于3.3V 输出，将FB1 引脚连接到VDDA；对于5V 输出，将FB1 引脚连接到

AGND。在VOUT1 与FB1 之间连接的电阻分压器将输出电压电平设置在0.6V 至55V 之间。FB1 的调节阈

值为0.6V。

FB1

28

I

COMP1

SS1

29

30

O

I

通道1 跨导误差放大器(EA) 的输出

通道1 软启动编程引脚。一个外部电容器和一个内部20μA 电流源用于设置软启动期间内部误差放大器基准

的斜升速率。将SS1 电压拉至150mV 以下会关断通道1 栅极驱动器输出，但所有其他功能都保持运行。

高电平有效输入(V_EN1> 2V) 会使能输出1。如果输出1 和2 被禁用，LM25143 会进入关断模式，除非

DEMB 上存在SYNC 信号。EN1 绝不能保持悬空。

EN1

31

I

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表7-1. 引脚功能(continued)

引脚

I/O⁽¹⁾

说明

名称

编号

重新启动计时器引脚。一个外部电容器配置断续模式电流限制。RES 引脚上的电容器决定了断续模式下控制

器自动重新启动前保持关断的时间。两个稳压器通道独立工作。一个通道可以采用正常模式运行，而另一个

通道受到断续模式过载保护。当任一通道具有逐周期电流限制能力并遇到512 个连续PWM 周期时，断续模

式便会开始。在加电期间将RES 连接到VDDA 会禁用断续模式保护。

RES

32

O

二极管仿真引脚。将DEMB 连接到AGND 会启用二极管仿真模式。将DEMB 连接到VDDA 会使LM25143

在轻载条件下以持续导通强制PWM (FPWM) 模式工作。DEMB 还可以用作同步输入，以将内部振荡器同步

到外部时钟。

DEMB

MODE

33

34

I

对于双输出或交错单输出操作，请分别将MODE 连接到AGND 或VDDA。这还会将LM25143 配置为具有

1200µS 的EA 跨导。在MODE 和AGND 之间连接一个10kΩ 电阻器会将LM25143 设置为以超低I_Q模式双

路输出运行且EA 跨导为60µS。

AGND

VDDA

RT

35

36

37

G

O

I

模拟接地连接。内部电压基准和模拟电路的接地回路。

内部模拟偏置稳压器输出。在VDDA 与AGND 之间连接一个陶瓷去耦电容器。

频率编程引脚。在RT 与AGND 之间连接的一个电阻器会将振荡器频率设置在100kHz 和2.2MHz 之间。

在DITH 引脚与AGND 之间连接的电容器采用20µA 电流源进行充电和放电。如果抖动处于启用状态，DITH

引脚上的电压会斜升和斜降，从而将振荡器频率调制为内部振荡器的–5% 和+5% 之间。在加电期间将

DITH 连接到VDDA 会禁用抖动功能。如果采用外部同步时钟，则会忽略DITH。

DITH

38

I

SYNCOUT 是一个具有上升沿约90° 滞后HO2（或90° 超前HO1）的逻辑电平信号。当SYNCOUT 信号用

于同步另一个LM25143 控制器时，所有相位都为90° 异相。

SYNCOUT

EN2

39

40

O

I

高电平有效输入(V_EN2> 2V) 会使能输出2。如果输出1 和2 被禁用，LM25143 会进入关断模式，除非

DEMB 上存在SYNC 信号。EN2 绝不能保持悬空。

(1) P = 电源，G = 接地，I = 输入，O = 输出

6

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8 规格

8.1 绝对最大额定值

在建议的-40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）⁽¹⁾

最小值

–0.3

-5

最大值

单位

47

VIN 至PGND

47

6.5

SW1、SW2 至PGND

SW1、SW2 至PGND（20ns 瞬态值）

HB1 至SW1、HB2 至SW1

–0.3

-5

HB1 至SW1、HB2 至SW1（20ns 瞬态值）

HO1 至SW1、HOL1 至SW1、HO2 至SW2、HOL2 至SW2

HO1 至SW1、HOL1 至SW1、HO2 至SW2、HOL2 至SW2（20ns 瞬态

V_HB+ 0.3

–0.3

-5

值）

V

输入电压

V_VCC+ 0.3

LO1、LOL1、LO2、LOL2 至PGND

–0.3

–1.5

–0.3

V_VCC+ 0.3

LO1、LOL1、LO2、LOL2 至PGND（20ns 瞬态值）

SS1、SS2、COMP1、COMP2、RES、RT、DITH、MODE 至AGND

EN1、EN2 至PGND

V_VDDA+ 0.3

47

6.5

47

VCC、VCCX、VDDA、PG1、PG2、DEMB、FB1、FB2 至AGND

VOUT1、VOUT2、CS1、CS2

0.3

VOUT1 至CS1、VOUT2 至CS2

PGND 至

AGND

0.3

V

–0.3

-40

150

°C

运行结温，T_J

贮存温度，T_stg

(1) 超出绝对最大额定值运行可能会对器件造成永久损坏。绝对最大额定值并不表示器件在这些条件下或在建议运行条件以外的任何其他条

件下能够正常运行。如果超出建议运行条件但在绝对最大额定值范围内使用，器件可能不会完全正常运行，这可能影响器件的可靠性、

功能和性能并缩短器件寿命。

8.2 ESD 额定值

值

单位

人体放电模型(HBM)，符合ANSI/ESDA/JEDEC JS-001⁽¹⁾

充电器件模型(CDM)，符合ANSI/ESDA/JESD22 JS-002 ⁽²⁾

±1000

V_(ESD)

V

静电放电

±750

(1) JEDEC 文档JEP155 指出：500V HBM 时能够在标准ESD 控制流程下安全生产。

(2) JEDEC 文档JEP157 指出：250V CDM 时能够在标准ESD 控制流程下安全生产。

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8.3 建议运行条件

在建议的-40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）。

最小值

–0.3

标称值

最大值

单位

42

VIN 至PGND

SW1、SW2 至PGND

HB1 至SW1、HB2 至SW1

5

5.25

HO1 至SW1、HOL1 至SW1、HO2 至SW2、HOL2 至

SW2

V_HB+ 0.3

5.25

–0.3

V_IN

LO1、LOL1、LO2、LOL2 至PGND

输入电压范围

V

FB1、FB2、SS1、SS2、COMP1、COMP2、RES、

DEMB、RT、MODE、DITH 至AGND

5.25

42

5.25

37

EN1、EN2 至PGND

–0.3

-40

5

VCC、VDDA 至PGND

VOUT1、VOUT2、CS1、CS2 至PGND

0.3

PGND 至AGND

T_J

150

°C

工作结温

8.4 热性能信息

RHA (VQFNP)

热指标⁽¹⁾

单位

40 引脚

34.8

22.8

9.5

R_θJA

°C/W

结至环境热阻

R_θJC(top)

R_θJB

R_θJC(bot)

Ψ_JB

结至外壳（顶部）热阻

结至电路板热阻

1.3

结至外壳（底部）热阻

9.4

结至电路板特征参数

结至顶部特征参数

0.3

Ψ_JT

(1) 有关新旧热指标的更多信息，请参阅半导体和IC 封装热指标应用报告。

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8.5 电气特性

在建议的–40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另有说明），典型值对应于T_J= 25℃、V_VIN= 12V、V_VCCX= 5V、

V_VOUT1= 3.3V、V_VOUT2= 5V、V_EN1= V_EN2= 5V、R_RT= 10kΩ、F_SW= 2.2MHz 且驱动输出（HO1、HOL1、LO1、LOL1、

HO2、HOL2、LO2 和LOL2）上没有负载。

参数

测试条件

最小值典型值最大值单位

输入电压(VIN)

I_SHUTDOWN

V_EN1= V_EN2= 0V

3.5

24

7

µA

关断模式电流

V_EN1= 5V，V_EN2= 0V，V_VOUT1= 3.3V，稳

压，没有负载，不进行开关，DEMB = MODE =

GND

I_STANDBY1

I_STANDBY2

I_STANDBY3

I_STANDBY4

待机电流，通道1

V_EN1= 0V，V_EN2= 5V，V_VOUT2= 5V，稳压，

没有负载，不进行开关，DEMB = MODE =

GND

25

16.5

21

µA

待机电流，通道2

V_EN1= 5V，V_EN2= 0V，V_VOUT1= 3.3V，稳

压，没有负载，不进行开关，DEMB = GND，

R_MODE= 10kΩ至GND

待机电流，通道1，超低I_Q模式

待机电流，通道2，超低I_Q模式

V_EN1= 0V，V_EN2= 5V，V_VOUT2= 5V，稳压，

没有负载，不进行开关，DEMB = GND，

R_MODE= 10kΩ至GND

偏置稳压器(VCC)

V_VCC-REG

V_CC-UVLO

V_VCC-HYST

I_VCC-LIM

I_VCC= 100mA，V_VCCX= 0V

4.7

3.2

5

3.3

5.3

3.4

V

VCC 调节电压

VCC UVLO 上升阈值

VCC UVLO 迟滞

VCC 拉电流限值

V

_VCC上升

182

235

mV

mA

模拟偏置(VDDA)

V_VDDA-REG

V_VDDA-UVLO

V_VDDA-HYST

R_VDDA

4.75

3.1

5

3.2

90

5.25

3.3

V

VDDA 调节电压

VDDA UVLO 上升阈值

VDDA UVLO 迟滞

VDDA 电阻

V

_VCC上升，V_VCCX= 0V

V_VCCX= 0V

mV

Ω

20

外部偏置(VCCX)

V_VCCX-ON

R_VCCX

4.1

4.3

1.2

4.4

V

VCCX_(ON)上升阈值

VCCX 电阻

V_VCCX= 5V

Ω

V_VCCX-HYST

130

mV

VCCX 迟滞电压

电流限值（CS1、CS2）

V_CS1

66

73

40

12

82

mV

ns

电流限制阈值1

从CS1 到VOUT1 测得

从CS2 到VOUT2 测得

V_CS2

电流限制阈值2

t_CS-DELAY

G_CS

CS 到输出延迟

11.25

12.6

15

V/V

nA

CS 放大器增益

I_CS-BIAS

CS 放大器输入偏置电流

电源正常（PG1、PG2）

PG1_UV

89.5%

92%

94%

PG1 UV 跳变电平

PG2 UV 跳变电平

PG2 OV 跳变电平

PG1 UV 迟滞

相对于调节电压下降

相对于调节电压上升

PG2_UV

PG2_OV

107.5%

110% 112.5%

3.4%

PG2_OV

PG1_UV-HYST

PG1_OV-HYST

PG2_UV-HYST

PG2_OV-HYST

3.4%

PG1 OV 迟滞

3.4%

PG2 UV 迟滞

3.4%

PG2 OV 迟滞

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9

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LM25143

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在建议的–40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另有说明），典型值对应于T_J= 25℃、V_VIN= 12V、V_VCCX= 5V、

V_VOUT1= 3.3V、V_VOUT2= 5V、V_EN1= V_EN2= 5V、R_RT= 10kΩ、F_SW= 2.2MHz 且驱动输出（HO1、HOL1、LO1、LOL1、

HO2、HOL2、LO2 和LOL2）上没有负载。

参数

测试条件

集电极开路，I_PG1= 2mA

集电极开路，I_PG2= 2mA

最小值典型值最大值单位

V_OL-PG1

0.4

V

PG1 电压

V_OL-PG2

PG2 电压

t_PG-RISE-DLY

t_PG-FALL-DLY

25

22

µs

OV 滤波器时间

UV 滤波器时间

V

_OUT上升

_OUT下降

高侧栅极驱动器（HO1、HO2、HOL1、HOL2）

V_HO-LOW

V_HO-HIGH

t_HO-RISE

t_HO-FALL

I_HO-SRC

I_HO-SINK

V_BT-UV

I_HO= 100mA

0.04

0.09

24

V

HO 低电平状态输出电压

HO 高电平状态输出电压

HO 上升时间（10% 至90%）

HO 下降时间（90% 至10%）

HO 峰值拉电流

I_HO= –100mA，V_HO-HIGH= V_HB–V_HO

C_LOAD= 2.7nF

ns

A)

V

C_LOAD= 2.7nF

24

V_HO= V_SW= 0V，V_HB= 5V，V_VCCX= 5V

V_VCCX= 5V

3.25

4.25

2.45

113

1.25

HO 峰值灌电流

启动UVLO

V_VCC下降

V_BT-UV-HYS

I_BOOT

mV

µA

启动UVLO 迟滞

BOOT 静态电流

低侧栅极驱动器（LO1、LO2、LOL1、LOL2）

V_LO-LOW

V_LO-HIGH

t_LO-RISE

I_LO= 100mA

0.04

0.07

4

V

LO 低电平状态输出电压

LO 高电平状态输出电压

LO 上升时间（10% 至90%）

LO 下降时间（90% 至10%）

LO 峰值拉电流

I_LO= –100mA

C_LOAD= 2.7nF

ns

A)

t_LO-FALL

C_LOAD= 2.7nF

3

I_LO-SOURCE

I_LO-SINK

V_HO= V_SW= 0V，V_HB= 5V，V_VCCX= 5V

V_VCCX= 5V

3.25

4.25

LO 峰值灌电流

重启(RES)

I_RES-SRC

V_RES-TH

20

1.2

512

5.7

µA

V

RES 电流源

RES 阈值

HIC_CYCLES

R_RES-PD

HICCUP 模式故障

RES 下拉电阻

周期

Ω

输出电压设定点（VOUT1、VOUT2）

VOUT₃₃

VOUT₅₀

3.267

4.95

3.3

5

3.335

5.05

V

3.3V 输出电压设定点

5V 输出电压设定点

FB = VDDA，V_IN= 3.5V 至65V

FB = AGND，V_IN= 5.5V 至65V

反馈（FB1、FB2）

V_FB-3V3-SEL

R_FB-5V

4.6

V

VOUT 选择阈值3.3V 输出

500

5V 输出时的FB 至AGND 电阻

V_MODE= 0V 或R_MODE= 10kΩ

V_MODE= 0V 或R_MODE= 10kΩ，V_FB< 2V

MODE = VDDA

Ω

kΩ，

V

R_FB-EXTRES

V_FB2-LOW

V_FB2-HIGH

V_FB1-LOW

V_FB1-HIGH

V_FB-REG

5

2

戴维南等效电阻

0.8

主要模式选择逻辑低电平

主要模式选择逻辑高电平

次要模式下的二极管仿真逻辑低电平

次要模式下的FPWM 逻辑高电平

MODE = VDDA

V

MODE = FB2 = VDDA

V

2

V

0.594

0.6

0.606

V

T_J= –40°C 至125°C

经稳压调节的反馈电压

误差放大器（COMP1、COMP2）

g_m1

g_m2

I_FB

1020

1200

65

µs

nA

EA 跨导

FB 至COMP，R_MODE< 5kΩ（连接至AGND）

MODE = GND，R_MODE= 10kΩ

EA 跨导，超低I_Q模式

误差放大器输入偏置电流

30

10

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在建议的–40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另有说明），典型值对应于T_J= 25℃、V_VIN= 12V、V_VCCX= 5V、

V_VOUT1= 3.3V、V_VOUT2= 5V、V_EN1= V_EN2= 5V、R_RT= 10kΩ、F_SW= 2.2MHz 且驱动输出（HO1、HOL1、LO1、LOL1、

HO2、HOL2、LO2 和LOL2）上没有负载。

参数

测试条件

最小值典型值最大值单位

V_COMP-CLMP

V_FB= 0V

3.3

V

COMP 钳位电压

I_COMP-

V_COMP= 1V，MODE = FB2 = VDDA

10

nA

COMP 泄露，次要模式

SECOND

I_COMP-INTLV

I_COMP-SRC1

I_COMP-SINK1

V_COMP= 1V，MODE = VDDA，V_FB2= 0V

V_COMP= 1V，V_FB= 0.4V，V_MODE= 0V

V_COMP= 1V，V_FB= 0.8V，V_MODE= 0V

nA

µA

COMP2 泄漏，交错模式

EA 拉电流

190

160

EA 灌电流

V_COMP= 1V，V_FB= 0.4V，

R_MODE= 10kΩ（连接至AGND）

I_COMP-SRC2

10

µA

EA 拉电流，超低I_Q模式

V_COMP= 1V，V_FB= 0.8V，

R_MODE= 10kΩ（连接至AGND）

I_COMP-SINK2

V_SS-OFFSET

12

36

µA

EA 灌电流，超低I_Q模式

EA SS 失调且V_FB= 0V

mV

升高V_SS，直到V_COMP> 300mV

VGS 下降，无负载

自适应死区时间控制

V_GS-DET

t_DEAD1

t_DEAD2

2.1

22

20

V

VGS 检测阈值

ns

从HO 关断至LO 导通死区时间

从LO 关断至HO 导通死区时间

二极管仿真(DEMB)

V_DEMB-LOW

V_{DEMB_Rising}

V_ZC-SW

0.8

V

DEMB 输入低阈值

DEMB 输入高阈值

过零阈值

2

V_DEMB= 0V

mV

–7

DEMB = VDDA，

第一个HO 脉冲后50 个SW 周期

V_ZC-SS

V_ZC-DIS

mV

–6.1

过零阈值软启动

过零阈值禁用

DEMB = VDDA，

第一个HO 脉冲后1000 个SW 周期

210

使能（EN1、EN2）

V_EN-LOW

V_VCCX= 0V

0.8

V

EN1/2 低阈值

EN1/2 高阈值

EN1/2 泄漏电流

V_EN-HIGH-TH

I_EN-LEAK

V_VCCX= 0V

2

0.05

0.8

µA

仅限EN1、EN2 逻辑输入

开关频率(RT)

V_RT

V

RT 稳压电压

10kΩ < R_RT< 220kΩ

MODE

R_MODE-HIGH

R_MODE-LOW

V_MODE-LOW

V_MODE-HIGH

5

2

用于超低I_Q的AGND 电阻

用于普通I_Q的AGND 电阻

非交错式模式输入低电平阈值

交错式模式输入高电平阈值

kΩ

V

0.5

0.8

V

同步输入(SYNCIN)

V_DEMB-LOW

V_DEMB-HIGH

t_SYNC-MIN

0.8

V

DEMB 输入低阈值

DEMB 输入高阈值

DEMB 最小脉冲宽度

2

20

250

ns

V_MODE= 0V 或R_MODE= 10kΩ

V_IN= 8V 至18V，由R_RT设置的标称频率百分

比(%)

F_SYNCIN

-20%

20%

外部SYNC 频率范围

从DEMB 上升沿到HO1 上升沿的延

迟

t_SYNCIN-HO1

120

100

ns

t_SYNCIN-

从DEMB 下降沿到HO2 上升沿的延

迟

次要模式，MODE = FB2 = VDDA

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SECOND

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在建议的–40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另有说明），典型值对应于T_J= 25℃、V_VIN= 12V、V_VCCX= 5V、

V_VOUT1= 3.3V、V_VOUT2= 5V、V_EN1= V_EN2= 5V、R_RT= 10kΩ、F_SW= 2.2MHz 且驱动输出（HO1、HOL1、LO1、LOL1、

HO2、HOL2、LO2 和LOL2）上没有负载。

参数

测试条件

V_MODE= 0V 或R_MODE= 10kΩ

V_EN1= V_EN2= 0V

最小值典型值最大值单位

从DEMB 低电平到二极管仿真使能的

延迟

t_DEMB-FILTER

t_AWAKE-FILTER

15

50

µs

27

维持待机状态的最大SYNC 周期

同步输出(SYNCOUT)

V_SYNCOUT-LO

I_SYNCOUT= 16mA

0.8

0

V

SYNCOUT 低电平状态电压

SYNCOUT 频率

F_SYNCOUT

t_SYNCOUT1

MODE = FB2 = VDDA

Hz

V_DEMB= 0V，T_S= 1/F_SW，F_SW由R_RT

220kΩ 设置

=

从HO2 上升沿到SYNCOUT 上升沿

的延迟

2.5

7.5

µs

V_DEMB= 0V，T_S= 1/F_SW，F_SW由R_RT

220kΩ 设置

从HO2 上升沿到SYNCOUT 下降沿

的延迟

t_SYNCOUT2

抖动(DITH)

I_DITH

21

1.25

1.15

µA

V

抖动拉/灌电流

抖动高电平阈值

抖动低电平阈值

V_DITH-HIGH

V_DITH-LOW

V

软启动（SS1、SS2）

I_SS

V_MODE= 0V

16

21

3

28

µA

软启动电流

R_SS-PD

V_SS-FB

I_SS-SECOND

I_SS-INTLV

V_MODE= 0V

软启动下拉电阻

SS 至FB 钳位电压

SS 泄露，次要模式

SS2 泄漏，交错模式

Ω

130

30

21

mV

V_CS–V_VOUT> 73mV

V_SS= 0.8V，MODE = FB2 = VDDA

nA

V_SS= 0.8V，MODE = VDDA，V_FB2= 0V

热关断

T_SHD

175

15

°C

热关断

T_SHD-HYS

热关断迟滞

8.6 开关特性

在建议的-40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）。典型值对应于T_J= 25℃、V_VIN= 12V、V_VCCX= 5V、

V_VOUT1= 3.3V、V_VOUT2= 5V、V_EN1= V_EN2= 5V、R_RT= 10kΩ、F_SW= 2.2MHz 且栅极驱动器输出（HO1、HOL1、LO1、

LOL1、HO2、HOL2、LO2 和LOL2）上没有负载。

参数

测试条件

最小值典型值最大值单位

F_SW1

195

220

2.2

100

557

64

245

kHz

MHz

kHz

mV/µs

ns

开关频率1

R_RT= 100kΩ

R_RT= 10kΩ

R_RT= 220kΩ

R_RT= 10kΩ

R_RT= 100kΩ

F_SW2

开关频率2

F_SW3

开关频率3

SLOPE1

SLOPE2

t_OFF(min)

PH_HO1-HO2

内部斜率补偿1

内部斜率补偿2

最短关断时间

80

105

DEMB = MODE = AGND

180

°

HO1 和HO2 之间的相位

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8.7 典型特性

除非另有说明，V_IN= V_EN1= V_EN2= 12V，T_J= 25°C

100

95

90

85

80

75

100

95

90

85

80

75

70

65

60

70

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

65

60

0

1

2

3

Load Current (A)

4

5

6

7

0

1

2

3

Load Current (A)

4

5

6

7

V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2.1MHz

请参阅图10-4。

图8-1. 效率与负载之间的关系

图8-2. 效率与负载之间的关系

VIN 2V/DIV

VOUT2 1V/DIV

VOUT1 1V/DIV

SW1 5V/DIV

SW2 5V/DIV

IOUT1 5A/DIV

1ms/DIV

80 ns/DIV

请参阅图10-4。

图8-4. 启动特性

图8-3. 开关节点电压

6

5

4

3

2

1

0

VOUT1 100mV/DIV

IOUT1 2A/DIV

100ms/DIV

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D001

请参阅图10-4。

V_EN1= V_EN2= 0V

图8-5. 负载瞬态响应

图8-6. 关断电流与温度之间的关系

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13

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10

8

30

28

26

24

22

20

6

4

2

0

10

20

30 40

Input Voltage (V)

50

60

70

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D002

D003

V_EN1= V_EN2= 0V

V_EN2= 0V

图8-7. 关断电流与输入电压之间的关系

图8-8. 通道1 待机电流与温度之间的关系

30

25

20

15

10

5

3.33

3.32

3.31

3.3

3.29

3.28

3.27

Channel 1

Channel 2

0

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D014

Junction Temperature (èC)

D004

图8-10. 3.3V 固定输出电压(VOUT1) 与温度之间的关

系

图8-9. ULIQ 模式待机电流与温度之间的关系

5.06

5.04

5.02

5

0.606

0.604

0.602

0.6

0.598

0.596

0.594

4.98

4.96

4.94

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D015

D013

图8-12. 反馈电压与温度之间的关系

图8-11. 5V 固定输出电压(VOUT1) 与温度之间的关系

14

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100

98

96

94

92

90

88

114

112

110

108

106

104

102

100

Rising

Falling

Rising

Falling

86

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D016

图8-13. PG UV 阈值与温度之间的关系

图8-14. PG OV 阈值与温度之间的关系

5.3

5.2

5.1

5

3.4

3.3

3.2

3.1

3

4.9

4.8

4.7

I_VCC= 0mA

I_VCC= 100mA

Rising

Falling

2.9

-50

-25

0

25

50

75

100 125 150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D005

D007

图8-15. VCC 稳压电压与温度之间的关系

图8-16. VCC UVLO 阈值与温度之间的关系

350

5.3

5.2

5.1

5

300

250

200

150

100

4.9

4.8

4.7

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D010

D008

图8-17. VCC 电流限值与温度之间的关系

图8-18. VDDA 稳压电压与温度之间的关系

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15

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3.4

3.3

3.2

3.1

3

4.6

4.4

4.2

4

Rising

Falling

Rising

Falling

2.9

3.8

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D009

D011

图8-19. VDDA UVLO 阈值与温度之间的关系

图8-20. VCCX 开/关阈值与温度之间的关系

3

77

76

75

74

73

72

71

70

2.5

2

1.5

1

0.5

0

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D012

D019

图8-21. VCCX 开关电阻与温度之间的关系

图8-22. 电流感测(CS1) 阈值与温度之间的关系

12.6

100

12.4

12.2

12

80

60

40

20

11.8

11.6

11.4

Min On Time

Min Off Time

0

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-25

0

25

50

75

100 125 150

Junction Temperature (èC)

D018

D020

图8-23. 电流感测(CS1) 放大器增益与温度之间的关系

图8-24. 最短导通时间和关断时间(HO1) 与温度之间的

关系

16

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2.8

24

22

20

18

16

2.6

2.4

2.2

Rising

Falling

2

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D021

D022

图8-25. BOOT (HB1) UVLO 阈值与温度之间的关系

图8-26. 软启动(SS1) 电流与温度之间的关系

250

200

150

100

50

0

400

800

1200

Switching Frquency (kHz)

1600

2000

D023

图8-27. RT 电阻与开关频率之间的关系

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9 详细说明

9.1 概述

LM25143 是一款两相或双通道开关控制器，具有所有必要的功能，能够实现可在 3.5V 至 42V 宽输入电压范围内

工作的高效同步降压电源。LM25143 可以配置为提供3.3V 或5V 输出电压，或者提供0.6V 至36V 的可调输出电

压。这个易于使用的控制器集成了高侧和低侧 MOSFET 驱动器，能够提供 3.25A 峰值拉电流和 4.25A 峰值灌电

流。自适应死区时间旨在最大限度地减少开关转换期间的体二极管导通。

执行分流电阻器或电感器 DCR 电流感测的电流模式控制方案可提供固有线路前馈、逐周期峰值电流限制和简便的

环路补偿。它还支持宽占空比范围，适用于高输入电压和低压降应用，以及需要高电压转换比（例如 10:1）的应

用。振荡器频率可由用户在 100kHz 至 2.2MHz 之间进行编程，并且该频率可通过向 DEMB 施加外部时钟来与高

达2.5MHz 的外部时钟同步。

外部偏置电源可以连接到 VCCX 以最大限度地提高高输入电压应用中的效率。用户可选的二极管仿真功能支持非

连续导通模式(DCM) 运行，从而进一步提高轻负载条件下的效率并降低功率损耗。故障保护功能包括以下几项：

• 电流限制

• 热关断

• UVLO

• 远程关断功能

LM25143 集成多种特性来轻松满足 CISPR 11 和 CISPR 32 EMI 要求。可选的扩频调频 (SSFM) 技术可以降低峰

值 EMI 信号，而具有压摆率控制的自适应栅极驱动器能够最大限度地减少高频发射。最后，两个控制器通道的

180° 异相交错运行降低了输入滤波和电容器要求。

LM25143 采用带有外露焊盘的40 引脚VQFN 封装来改善散热。

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9.2 功能方框图

SYNCOUT

VIN

VCCX

VCC

COMMON

VREF 0.6V

BIAS

DEMB/

SYNCIN

CLK1

PLL &

OSCILLATORS

CLK2

DEM/FPWM

22mA

VOUT1

VDDA

CONTROL

VDDA

`

DITHER

DITH

22mA

20mA

RT amp

HICCUP FAULT

TIMER

512 CYCLES

RESTART

LOGIC

ILIM1/2

RES

INTERLEAVE

800mV

+

DECODER

ULIQ

MODE

RT

-

AGND

HICCUP1/2

CHANNEL 1/2

EN1/2

-

+

ILIM1/2

CURRENT

LIMIT

75mV

+

GAIN = 12

+

CS1/2

-

HB1/2

UVLO

VOUT1/2

-

HB1

SLOPE COMP

RAMP

3.3V

5V

FB

DECODER

/MUX

DEM/FPWM

HICCUP1/2

HO1/2

COMP1/2 ENABLE

HOL1/2

FB1/2

INTERLEAVE

ERROR

PWM1/2

FB1/2

VREF

+

AMPLIFER

-

+

SW1/2

R

S

Q

-

0.660V

-

PGOV

PGUV

VCC

+

CLK1/2

PG

DELAY

PG1/2

LEVEL SHIFT

ADAPTIVE

DEADTIME

ULIQ

25ms

-

LO1/2

+

0.552V

LOL1/2

COMP1/2

SS1/2

21mA

_

STANDBY

ILIM1/2

PGND1/2

+

SS1/2

+

œ

150mV

-

125mV

GM

+

SS1/2

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9.3 特性说明

9.3.1 输入电压范围(V_IN)

LM25143 工作输入电压范围为3.5V 至42V。该器件用于12V 和24V 电源轨中的降压转换。图9-1 中的应用电路

展示了实现基于 LM25143 且采用单电源的宽 V_IN双路输出降压稳压器所需的所有元件。LM25143 使用内部 LDO

子稳压器来为栅极驱动和控制电路提供5V 偏置电压轨（假定输入电压高于5V 以及必要的子稳压器压降规格）。

V_IN

C_IN

C_VCC2

C_VCC1

VCC VIN FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

HO2

R_HO2

R_HO1

HO1

L_O1

L_O2

V_OUT2

V_OUT1

R_S2

R_S1

HOL2

SW2

HOL1

SW1

C_O2

C_O1

LO2

LOL2

LO1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

EN2

PG2

R_RT

RT

PG1

SYNC Out

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

SYNC In (optional)

C_COMP1

VCCX

C_COMP2

R_COMP1

R_COMP2

COMP1

COMP2

AGND SS1 RES SS2

VDDA DITH

C_HF1

C_HF2

C_SS1C_RESC_SS2

C_DITH

C_VDD

图9-1. 输入电压范围为3.5V 至42V 时的双路输出稳压器原理图

在高输入电压应用中，确保VIN 和SW 引脚在线路或负载瞬态事件下不超过47V 的绝对最大额定电压。如果电压

偏移超过绝对最大额定值，则可能会损坏 IC。在 PCB 布局期间小心处理并使用高质量输入旁路电容器来最大限

度地减少电压过冲和振铃。

9.3.2 高压偏置电源稳压器（VCC、VCCX、VDDA）

LM25143 包含一个内部高压VCC 偏置稳压器，该稳压器为PWM 控制器提供偏置电源并为外部MOSFET 提供栅

极驱动器。输入电压引脚 (VIN) 可以直接连接到高达 42V 的输入电压源。不过，当输入电压低于 VCC 设置点水

平时，VCC 电压会跟踪VIN 减去一个小压降。

VCC 稳压器输出电流限制为 170mA（最小值）。加电时，稳压器会向 VCC 引脚上连接的电容器输送电流。当

VCC 电压超过3.3V 时，两个输出通道都将启用（如果EN1 和EN2 连接到大于2V 的电压），并且软启动序列开

始。两个通道都将保持有效，除非 VCC 电压降至 VCC 下降 UVLO 阈值（典型值为 3.1V）以下，或者 EN1 或

EN2 切换至低电平状态。LM25143 具有两个 VCC 引脚，这两个引脚必须在 PCB 上连接在一起。TI 建议从

VCC1 到PGND1 以及从VCC2 到PGND2 连接两个VCC 电容器。每个VCC 电容器的建议电容范围为2.2µF 至

10µF。

内部 5V 线性稳压器生成 VDDA 偏置电源。使用一个 470nF 陶瓷电容器旁路 VDDA，以实现低噪声内部偏置电压

轨。通常，VDDA 为5V，但存在两个稳压为 3.3V 的运行条件。第一个是跳周期模式，这时V_OUT1设为3.3V，而

V

_OUT2被禁用。第二个是冷启动情况下，其中V_IN为3.8V 且V_OUT1为3.3V。

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将 VCCX 连接到 VOUT1 或 VOUT2 处的 5V 输出或连接到外部 5V 电源，以最大限度地降低 VCC 稳压器的内部

功率损耗。如果 VCCX 电压大于 4.3V，VCCX 会在内部连接到 VCC 且内部 VCC 稳压器会被禁用。如果不使

用，则将 VCCX 连接到 AGND。切勿将 VCCX 连接到 6.5V 以上或 –0.3V 以下的电压。如果将外部电源连接到

VCCX 来为LM25143 供电，V_IN必须在所有条件下大于外部偏置电压，以免对控制器造成损坏。

9.3.3 使能（EN1、EN2）

LM25143 包含两个使能引脚。EN1 和EN2 有助于实现对 V_OUT1和V_OUT2的独立启动和关断控制。这些使能引脚

可以连接到高达 70V 的电压。如果使能输入大于 2V，其对应的输出便会启用。如果使能引脚被拉低到 0.4V 以

下，对应的输出便会关断。如果两个输出都被禁用，LM25143 便处于低 I_Q关断模式，从 VIN 获取的典型电流为

4µA。TI 不建议将EN1 或EN2 保持悬空。

9.3.4 电源正常监视器（PG1、PG2）

LM25143 包含用于 V_OUT1和 V_OUT2的输出电压监测信号来简化时序控制和监控。电源正常功能可用于实现通过

相应电压轨为电路供电或者用于开启定序电源。当相应的输出电压处于稳压状态时，每个电源正常输出（PG1 和

PG2）都会切换至高阻抗开漏状态。当相应的输出电压下降至电源正常下限阈值（典型值为 92%）以下或升高到

电源正常上限阈值（典型值为 110%）以上时，各输出都会切换至低电平。25µs 抗尖峰脉冲滤波器可防止转换期

间电源正常信号的误跳闸。TI 建议在 PG1 和 PG2 与相关逻辑轨之间连接 100kΩ 的上拉电阻器。软启动期间，

以及通过EN1 或EN2 禁用相应的降压稳压器时，PG1 和PG2 会置位为低电平。

如果 LM25143 处于二极管仿真模式 (V_DEMB= 0V) 并进入睡眠模式，则电源正常比较器会关断，以降低静态电流

消耗。出现这种情况时，PG1 和PG2 处于开路状态或被拉高（如果连接了上拉电阻器），以便不会检测到输出欠

压或过压事件。

9.3.5 开关频率(RT)

LM25143 振荡器进行编程，从而将振荡器频率设置在 100kHz 至 2.2MHz 之间。CLK1 是通道 1 的时钟，CLK2

是通道2 的时钟。CLK1 和CLK2 为180° 异相。可以使用方程式1 来计算给定开关频率对应的RT 电阻。

22

R_RTkW =

»

ÿ

⁄

F_SWMHz

»

ÿ

⁄

(1)

在较低的 V_IN条件下，当高侧 MOSFET 的任一导通时间超过编程设置的振荡器周期时，LM25143 会延长该通道

的开关周期，直到PWM 锁存由超过控制器补偿电压的电流感测斜坡复位。在此类情况下，各个振荡器（CLK1 和

CLK2）会独立异步运行，直到两个通道都可以在编程设置的频率下保持输出稳压。

此情况下的近似输入电压电平可以通过方程式2 计算得出。

t_SW

V

= V_OUT∂

IN(min)

t_SW- t_OFF(min)

(2)

其中

• t_SW为开关周期。

• t_OFF(min)是60ns 的最短关断时间。

9.3.6 时钟同步(DEMB)

若要使 LM25143 与外部源同步，请在 DEMB 上施加一个逻辑电平时钟信号（大于 2V）。LM25143 可同步至已

编程频率的±20%，最大为2.5MHz。如果存在RT 电阻器和同步信号，LM25143 会忽略RT 电阻器并与外部时钟

同步。在较低的 V_IN条件下，达到最短关断时间后，同步信号会被忽略，从而可以降低开关频率来保持输出电压

调节。

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9.3.7 同步输出(SYNCOUT)

SYNCOUT 电压是一个具有上升沿约 90° 滞后 HO2（或 90° 超前 HO1）的逻辑电平信号。当 SYNCOUT 信号用

于同步另一个LM25143 控制器时，所有四个相位都为90° 异相。

9.3.8 扩频调频(DITH)

LM25143 提供了频率抖动选项，该选项通过在 DITH 与AGND 之间连接一个电容器来启用。这会在DITH 处产生

以1.2V 为中心的三角形电压。请参阅图9-2。三角波形会在RT 电阻所设定标称频率的±5% 范围内对振荡器频率

进行调制。可以使用方程式 3 来计算设置调制频率 F_MOD所需的 DITH 电容。为了让抖动电路能够有效地衰减峰

值EMI，调制速率必须小于20kHz，时钟电路才能正常运行。

(3)

1.25 V

1.2 V

DITH

1.15 V

AGND

C_DITH

图9-2. 开关频率抖动

如果 DITH 在加电期间连接到 VDDA，则抖动功能会被禁用并且无法启用，除非将 VCC 关闭后再开启并低于

VCC UVLO 阈值。如果 DITH 在加电时连接到 AGND，则会阻止 C_DITH充电，从而禁用抖动。另外，当

LM25143 与外部时钟同步时，抖动也会被禁用。

9.3.9 可配置软启动（SS1、SS2）

软启动功能让稳压器逐渐达到稳态操作点，因而可减少启动应力和浪涌。

LM25143 具有可调软启动功能，该功能决定了输出（一路或多路）的充电时间。软启动会限制高输出电容导致的

浪涌电流，从而避免出现过流情况。输入电源轨上的应力也会有所减少。

LM25143 会将FB 电压调节至 SS 电压或 600mV 基准电压（取两者中的较低值）。在SS 电压为 0V 的条件下，

软启动序列开始时，内部 21μA 软启动电流源会使 SS 引脚上所连外部软启动电容器上的电压逐渐升高，从而导

致相关FB 和输出电压逐渐升高。可根据方程式4 计算软启动电容。

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C_SS(nF) = 35 ∂ t_SS(ms)

(4)

其中

• t_SS是所需的软启动时间。

可通过使用外部电路拉低 SS 来停止开关，但不建议这样做。当控制器处于 FPWM 模式（通过将 DEMB 连接到

VDDA 来设置）时，拉低SS 也会导致COMP 在内部被拉低。LO 会保持开启，而低侧MOSFET 会对输出电容器

放电，从而导致较大的负电感电流。相比之下，当 LM25143 内部逻辑因出现故障而拉低 SS 时，LO 栅极驱动器

会被禁用。

9.3.10 输出电压设定点（FB1、FB2）

在没有外部反馈电阻器的情况下，LM25143 输出可以独立配置为两个固定输出电压中的一个，而利用一个外部电

阻分压器则可以将输出调节至所需的电压。通过将相应的 FB 引脚连接到 VDDA，可以将 V_OUT1或 V_OUT2配置为

3.3V 输出，而通过将FB 连接到AGND，则可以将其配置为 5V 输出。加电期间会检测 FB1 和FB2 连接（VDDA

或 GND）。配置设置会被锁存并且无法更改，直到 LM25143 断电且 VCC 电压降至其下降 UVLO 阈值以下，然

后再次加电为止。

另外，可以通过输出端和相关 FB 引脚间的外部电阻分压器来设置输出电压。输出电压调节范围为 0.6V 至36V。

FB 处的调节阈值为 0.6V (V_REF)。使用方程式 5 分别计算上反馈电阻器和下反馈电阻器（分别用 R_FB1和 R_FB2表

示）的值。请参阅图9-3。

≈

∆

«

’

V_OUT

V_REF

R_FB1

=

-1 ∂R

÷

FB2

◊

(5)

R_FB2的建议起始值为10kΩ 至20kΩ。

V_IN

L_O

gm = 1200 ꢀS

V_REF

SS

+

–

V_OUT1

FB1

C_O

R_FB1

COMP1

R_COMP

AGND

R_FB2

C_HF

C_COMP

图9-3. 控制环路误差放大器

FB 引脚上所连电阻分压器的戴维南等效阻抗必须大于 5kΩ，LM25143 才能检测到该分压器并将相应通道设置为

可调输出模式。

R_FB1∂R_FB2

R_FB1+ R_FB2

R_TH

=

> 5kW

(6)

如果需要使用低 I_Q模式，谨慎选择外部电阻器。从外部分压器获取的额外电流会增加到 LM25143 I_STANDBY电流

（典型值为15µA）。反射到V_IN的分压器电流会按照V_OUT/V_IN的比率进行分压。例如，如果V_OUT设为5.55V，

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并且 R_FB1等于 82.5kΩ 且 R_FB2等于 10kΩ，则使用方程式 7 来计算为反馈电阻器提供电流所需的 12V 输入中的

输入电流。

V_OUT

5.55V

I_VIN(DIVIDER)

=

∂

=

∂

ö 35ꢀA

R_FB1+ R_FB2

h ∂ V

IN

82.5kW +10kW 80%∂12V

I_VIN= I_STANDBY+I_VIN(DIVIDER)= 15ꢀA + 35ꢀA = 50ꢀA

(7)

如果启用了一路输出，而另一路输出被禁用，则VCC 输出处于稳压状态。已禁用通道的HB 电压会通过自举二极

管充电至VCC。因此，HO 驱动器偏置电流（约为1.5µA）可以将已禁用通道的输出电压升高至约2.2V。如果不

需要这样，请在已禁用的输出端连接一个负载电阻器(100kΩ) 来保持低电压关断状态。

9.3.11 最短可控导通时间

最小输出电压调节范围存在两个限制：0.6V 的LM25143 电压基准和最短可控开关节点脉冲宽度t_ON(min)

。

t

_ON(min)有效地限制了给定开关频率下 V_OUT/V_IN的电压降压转换率。对于固定频率 PWM 工作，电压转换率必须

满足方程式8。

V_OUT

> t_ON(min)∂F_SW

V

IN

(8)

其中

• t_ON(min)为65ns（典型值）。

• F_SW是开关频率。

如果所需电压转换率不符合上述条件，LM25143 会从固定开关频率运行转换为脉冲跳跃模式，以维持输出电压调

节。例如，如果输入电压为 24V，开关频率为 2.1MHz，而所需的输出电压为 5V，则满足方程式 9 中的电压转换

率测试。

5V

> 65ns ∂2.1MHz

24V

0.208 > 0.137

(9)

对于宽V_IN应用和低输出电压，一种替代方案是减小LM25143 开关频率来满足方程式8 的要求。

9.3.12 误差放大器和PWM 比较器（FB1、FB2、COMP1、COMP2）

LM25143 的每个通道都具有独立的高增益跨导放大器，该放大器会产生与反馈电压和内部精密基准(0.6V) 之差成

比例的误差电流。跨导放大器的输出端连接到COMP 引脚，使用户能够提供外部控制环路补偿。峰值电流模式控

制通常建议采用II 型补偿网络。

该放大器具有两个增益设置，一个用于正常工作模式，其中 g_m为 1200µS，而另一个用于超低 I_Q工作模式，其

中 g_m为 60µS。如要使用正常工作模式，请将 MODE 连接到 AGND。如要使用超低工作 I_Q模式，请通过一个

10kΩ 电阻器将MODE 连接到AGND。

9.3.13 斜率补偿

LM25143 利用峰值电流模式控制和大于 50% 的占空比来提供内部斜率补偿，从而维持稳定运行。可以使用方程

式10 计算降压电感，从而提供等于电感器斜率的斜率补偿。

V_OUT(V)∂R_S(mW)

L_O-IDEAL(ꢀH) =

24 ∂F_SW(MHz)

(10)

24

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• 电感值越小，峰-峰值电感电流通常就越大，这样可以最大限度地缩小尺寸和降低成本，同时改善瞬态响应，但

更高的磁芯损耗和峰值电流会导致轻载效率下降。

• 电感值越大，峰-峰值电感电流通常就越小，这样可以减少峰值和RMS 电流，从而提高满载效率，但需要更大

的输出电容器来满足负载瞬态规格。

9.3.14 电感器电流感测（CS1、VOUT1、CS2、VOUT2）

共有两种方法可以感测降压功率级的电感器电流。第一种方法使用与电感器串联的电流感测电阻器（也称为分流

器），而第二种方法利用电感器的直流电阻（DCR 电流感测）。

9.3.14.1 分流电流感测

图 9-4 展示了使用分流电阻器进行的电感器电流感测。此配置会持续监测电感器电流，以在整个工作温度范围内

提供准确的过流保护。为了获得出色的电流感测精度和过流保护，请在电感器和输出端之间放置一个低电感±1%

容差分流电阻器并通过开尔文连接方式连接到LM25143 电流感测放大器。

如果从 CS 到 VOUT 感测到的峰值差分电流信号超过 73mV 的电流限制阈值，电流限制比较器会立即终止相应的

HO 输出来提供逐周期电流限制。可以使用方程式11 来计算分流电阻。

V_CS

R_S=

DI_L

2

I_OUT(CL)

+

(11)

其中

• V_CS为73mV 的电流感测阈值。

• I_OUT(CL)是过流设定值，该值设置为大于最大负载电流，以免负载瞬变期间过流比较器发生跳变。

• ΔI_L是电感器纹波电流的峰-峰值。

V_IN

L_O

R_S

V_OUT1

C_O

Current sense

amplifier

VOUT1

CS1

+

CS gain = 12

图9-4. 分流电流感测实现

在每个通道的过流条件下，相应的SS 电压会被限制在比FB 高150mV。必须发生十六个过流事件，SS 钳位才会

启用。这确保SS 可以在短暂过流事件期间被拉低，从而防止恢复期间出现输出电压过冲。

9.3.14.2 电感器DCR 电流感测

对于无需精确电流限制保护功能的高功率应用，最好执行电感器 DCR 电流感测。这项技术使用与电感器并联的

RC 感测网络来提供对电感器电流的连续无损监控。选择具有低DCR 容差的电感器，以便在室温条件下实现 10%

至 15% 的典型电流限制精度。图 9-5 中的组件 R_CS和 C_CS构成电感器上的低通滤波器，因而能够以差分方式感

测电感器DCR 上的压降。

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V_IN

L_O

R_DCR

V_OUT1

C_O

R_CS

C_CS

Current sense

amplifier

VOUT1

CS1

+

CS gain = 12

图9-5. 电感器DCR 电流感测实现方案

使用方程式 12 来计算 s 域中感测电容器上的压降。当 R_CSC_CS时间常数等于 L_O/R_DCR时，感测电容器 C_CS上的

电压等于电感器 DCR 电压，并实现准确的电流感测。如果 R_CSC_CS时间常数不等于 L_O/R_DCR时间常数，则存在

如下的感测误差：

• R_CSC_CS> L_O/R_DCR→直流电平正确，但交流振幅会衰减。

• R_CSC_CS< L_O/R_DCR→直流电平正确，但交流振幅会放大。

L_O

1+ s∂

R_DCR

DI_L

2

≈

’

V_CS(s) =

∂R_DCR∂_∆I_OUT(CL)+

÷

◊

1+ s∂R_CS∂C_CS

«

(12)

选择大于或等于 0.1μF 的 C_CS电容，以维持低阻抗感测网络，从而降低对从开关节点拾取噪声的易感性。仔细

查看节12.1 中的指南，确保噪声和直流误差不会破坏在CS 和VOUT 引脚之间施加的差分电流感测信号。

9.3.15 断续模式电流限制(RES)

LM25143 包含可选的断续模式保护功能，在 RES 引脚上连接一个电容器后便会启用该功能。在正常运行时，

RES 电容器会对地放电。如果发生 512 个周期的逐周期电流限制，SS 会被拉低，而 HO 和 LO 输出会被禁用

（请参阅图 9-6）。一个 20μA 电流源开始为 RES 电容器充电。当 RES 电压升高到 1.2V 时，RES 会被拉低，

而SS 电容器开始充电。如果出现连续四个开关周期而又没有超过电流限制阈值，512 周期断续计数器便会复位。

每个通道都存在单独的断续计数器，但RES 引脚由两个通道共享。一个通道可以处于断续保护模式，而另一个通

道正常运行。如果两个通道都处于过流条件而触发断续保护，则最后一个过期的断续计数器会拉低 RES 并开始

RES 电容器充电周期。然后，当 V_RES= 1.2V 时，两个通道会一同重新启动。如果 RES 在上电时连接到

VDDA，则两个通道都会禁用断续功能。

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1.2 V RES threshold

Current Limit

detected

I_RES= 20 ꢀA

0 V

RES

SS

I_SS= 21 ꢀA

V_REF= 0.6 V

V_FB+ 150 mV

t_RES

t_SS

Current Limit persists

Hiccup delay

– no switching

during 512 consecutive

clock cycles

Soft-start time

图9-6. 断续模式时序图

根据方程式13 计算RES 电容。

C_RES(nF) = 17∂ t_RES(ms)

(13)

其中

• t_RES是指定的断续延迟，如图9-6 所示。

9.3.16 高侧和低侧栅极驱动器（HO1/2、LO1/2、HOL1/2、LOL1/2）

LM25143 包含 N 沟道 MOSFET 栅极驱动器和一个关联的高侧电平转换器来驱动外部 N 沟道 MOSFET。将高侧

栅极驱动器与外部自举二极管 D_BST和自举电容器 C_BST搭配使用。请参阅图 9-7。在低侧 MOSFET 的导通间隔

期间，SW 电压约为 0V，而 C_BST通过 D_BST从 VCC 充电。TI 建议使用短迹线在 HB 和 SW 引脚之间连接一个

0.1μF 陶瓷电容器。

LO 和 HO 输出由自适应死区时间方法进行控制，因此两个输出（HO 和 LO）绝不会同时启用，从而防止出现跨

导。当启用控制器命令 LO 时，自适应死区时间逻辑会先禁用 HO 并等待 HO-SW 电压降至 2.5V（典型值）以

下。然后，LO 会在短暂延迟（HO 下降至 LO 上升延迟）后启用。同样，HO 导通会延迟，直到 LO 电压降至

2.5V 以下。然后，HO 会在短暂延迟（LO 下降至 HO 上升延迟）后启用。这项技术可确保任何尺寸的 N 沟道

MOSFET 组件或并联MOSFET 配置具有足够的死区时间。

添加串联栅极电阻器时要格外小心，因为这可能导致有效死区时间缩短。每个高侧和低侧驱动器都具有独立的驱

动器拉电流和灌电流输出引脚。这让用户可以调整驱动强度，从而优化开关损耗来实现效率最大化并控制压摆率

来降低EMI 信号。所选的N 沟道高侧MOSFET 确定了图9-7 中的相应自举电容值C_BST，如方程式14 所示。

Q_G

C_BST

=

DV_BST

(14)

其中

• Q_G是高侧MOSFET 在适用栅极驱动电压下的总栅极电荷。

• ΔV_BST是高侧MOSFET 驱动器在导通后的电压变化。

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若要确定 C_BST，请选择合适的 ΔV_BST，使可用的栅极驱动电压不会受到显著影响。ΔV_BST的可接受范围为

100mV 至 300mV。自举电容器必须为低 ESR 陶瓷电容器，典型值为 0.1µF。请使用具有逻辑电平栅极阈值电压

的高侧和低侧MOSFET。

VCC

D_BST

V_IN

HB

C_IN

C_BST

R_HO

HO

Q₁

High-side

gate driver

R_HOL

HOL

SW

L_O

V_OUT

VCC

C_VCC

R_LO

LO

Q₂

C_O

Low-side

gate driver

LOL

PGND

GND

图9-7. 集成式MOSFET 栅极驱动器

28

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9.3.17 输出配置(MODE, FB2)

9.3.17.1 独立双输出操作

LM25143 具有两路可独立工作的输出。无需安装外部反馈电阻器，即可将 V_OUT1和 V_OUT2设置为 3.3V 或 5V。

或者，根据方程式 5，使用外部反馈电阻器将输出电压设置在0.6V 和36V 之间。请参阅表9-1 和图9-8。直接将

MODE 连接到AGND 来提供独立输出。

表9-1. 输出电压设置

FB1

FB2

VOUT1

VOUT2

5V

误差放大器，g_m

1200µS

60µS

模式

AGND

VDDA

AGND

R_divider

AGND

VDDA

AGND

R_divider

AGND

VDDA

AGND

VDDA

R_divider

AGND

VDDA

AGND

VDDA

R_divider

5V

3.3V

5V

3.3V

0.6V 至36V

5V

0.6V 至36V

5V

10kΩ 至AGND

3.3V

60µS

3.3V

5V

60µS

5V

3.3V

60µS

0.6V 至36V

V_IN

C_IN

C_VCC2

C_VCC1

VCC VIN FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

HO2

R_HO2

R_HO1

HO1

L_O1

L_O2

V_OUT2

V_OUT1

R_S2

R_S1

HOL2

SW2

HOL1

SW1

C_O2

C_O1

LO2

LOL2

LO1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

EN2

PG2

R_RT

RT

PG1

SYNC Out

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

SYNC In (optional)

C_COMP1

VCCX

C_COMP2

R_COMP1

R_COMP2

COMP1

COMP2

AGND SS1 RES SS2

VDDA DITH

C_HF1

C_HF2

C_SS1C_RESC_SS2

C_DITH

C_VDD

图9-8. 为独立双路输出配置的稳压器原理图

9.3.17.2 单输出交错操作

将MODE 连接到 VDDA 并将FB2 连接到 AGND 可以将 LM25143 配置为采用交错运行方式。这会禁用通道 2 误

差放大器并将其置于高阻抗状态。然后，控制器会进入主要和次要配置。将COMP1 连接到COMP2 并将SS1 连

接到 SS2。对于 3.3V 输出，将 FB1 连接到 VDDA；对于 5V 输出，将 FB1 连接到 AGND。将 FB1 连接到外部

反馈分压器来提供0.6V 至36V 之间的输出电压。具体请参阅表9-2 和图9-9。

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当输出电压设置为0.6V 至1.5V 之间时，采用单输出交错运行方式的LM25143 不支持切相功能。

表9-2. 单输出交错操作

FB1

FB2

模式

输出设定点

VDDA

AGND

VDDA

R_divider

AGND

5V

3.3V

VDDA

0.6V 至36V

V_IN

C_IN

VDDA

C_VCC2

C_VCC1

VCC VIN FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

HO2

R_HO2

R_HO1

HO1

L_O1

L_O2

V_OUT

R_S2

R_S1

HOL2

SW2

HOL1

SW1

C_O2

C_O1

LO2

LOL2

LO1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

EN2

PG2

RT

R_RT

SYNC Out

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

VOUT2

DEMB

VCCX

C_COMP

R_COMP

C_VCCX

COMP1

COMP2

AGND

SS2 RES VDDA DITH

SS1

C_SS

C_HF

C_DITH

C_RES

C_VDD

图9-9. 配置为单输出交错操作时的两相稳压器原理图

30

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9.3.17.3 单输出多相操作

要配置 LM25143 进行多相操作（三相或四相），需要两个 LM25143 控制器。请参阅图 9-10。将第一个控制器

(CNTRL1) 配置为主要控制器，并将第二个控制器 (CNTRL2) 配置为次要控制器。要将第二个控制器配置为次要

控制器，请将 MODE 和 FB2 引脚连接到 VDDA。这会禁用次要控制器的两个反馈误差放大器并将它们置于高阻

抗状态。将主要和次要控制器的 COMP1 和 COMP2 连接在一起。将主要和次要控制器的 SS1 和 SS2 连接在一

起。将主要控制器的SYNCOUT 连接到次要控制器的DEMB (SYNCIN)。主要控制器的SYNCOUT 为90° 异相并

有助于交错操作。当 LM25143 处于次要模式，但用于斜率补偿时，RT 不用于振荡器。因此，应选择与主要控制

器中相同的 RT 电阻。振荡器由主要控制器提供。次要控制器的 FPWM 或 DEM 模式分别通过将其 FB1 连接到

VDDA 或AGND 来进行设置。主要控制器的FPWM 或DEM 模式由其DEMB 引脚设置。请参阅表9-3。

当输出电压设置为0.6V 至1.5V 之间时，采用单输出多相操作方式的LM25143 不支持切相功能。

更多相关信息，请参阅多相位降压转换器的优势白皮书和多相降压设计大全应用报告。

表9-3. 单输出多相操作

FB1（次要）

AGND

FB2（次要）

VDDA

DEM 或FPWM（次要）

模式

VDDA

DEM

VDDA

FPWM

V_IN

C_IN

VDDA VDDA VDDA

VCC VIN FB1 FB2 MODE

VDDA

C_VCC4

C_VCC2

C_VCC3

C_VCC1

VCC VIN FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

HO2

R_HO4

R_HO2

R_HO3

R_HO1

HO1

HO2

HO1

L_O3

L_O1

L_O4

V_OUT

L_O2

R_S3

R_S4

R_S1

R_S2

HOL2

SW2

HOL2

SW2

HOL1

SW1

HOL1

SW1

C_O4

C_O2C_O3

C_O1

LO2

LOL2

LO2

LOL2

LO1

LOL1

PGND1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

EN2

PG2

EN2

PG2

CNTRL2

Secondary

CNTRL1

Primary/Secondary

RT

R_RT2

R_RT1

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT1

DEMB

VOUT2

VCCX

C_COMP

R_COMP

C_VCCX1

C_VCCX2

COMP1

COMP2

COMP1

COMP2

AGND SS1 SS2 RES VDDA DITH

C_HF

C_RES1

C_DITH

C_RES2C_VDD2

C_VDD1

C_SS

图9-10. 配置为单输出交错操作时的多相稳压器原理图

备注

当存在适当相移的时钟信号时，具有五相或以上的设计（采用三个或以上的 LM25143 控制器）是可行

的。例如，一个六相设计需要三个LM25143 控制器以及 0°、60° 和120° 外部同步信号来实现360° 除

以相位总数的理想分相。

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9.4 器件功能模式

9.4.1 待机模式

LM25143 在运行时采用峰值电流模式控制，使得补偿电压与峰值电感器电流成比例。在空载或轻载条件下，输出

电容器的放电速度非常慢。因此，补偿电压无需逐周期驱动器输出脉冲。当 LM25143 控制器检测到缺失 16 个开

关周期时，它会进入待机模式并切换至低 I_Q状态，以减少从输入获取的电流。若要使 LM25143 进入待机模式，

必须将控制器配置为二极管仿真(V_DEMB< 0.4V)。

存在两种待机模式：超低 I_Q模式和正常模式。若要进入超低 I_Q模式，请通过一个 10kΩ 电阻器将 MODE 连接到

AGND。在超低 I_Q模式下，跨导放大器增益会从1200µS 减少到 60µS。典型的超低 I_Q为15μA，其中通道 1 设

为3.3V 且通道2 被禁用。如果无需超低I_Q，请将MODE 连接到AGND。在正常模式下，I_Q为25μA，其中通道

1 设为3.3V 且另一个通道被禁用。

9.4.2 二极管仿真模式

采用低侧同步 MOSFET 而非二极管的完全同步降压稳压器能够在轻负载、过压和预偏置启动条件下从输出灌入负

电流。LM25143 提供一个二极管仿真功能，可启用该功能来防止低侧 MOSFET 中出现反向（漏极到源极）电

流。针对二极管仿真 (DEM) 进行配置时，如果通过使用过零比较器感测相应的SW 电压而检测到了反向电流，低

侧MOSFET 会关闭。此配置的优势是在轻负载条件下功率损耗较低，而劣势是在轻负载条件下瞬态响应较慢。

二极管仿真功能使用 DEMB 引脚来配置。若要启用二极管仿真，进而在轻负载条件下实现不连续导通模式(DCM)

工作，请将 DEMB 连接到 AGND。如果需要 FPWM 或连续导通模式 (CCM) 工作，请将 DEMB 连接到 VDDA。

请参阅表 9-4。请注意，二极管仿真会自动启用，以防止在 FPWM 下的预偏置启动期间出现反向电流。从 DCM

到CCM 运行的逐渐改变提供了单调启动性能。

表9-4. DEMB 设置

DEMB

VDDA

FPWM/DEM

FPWM

AGND

DEM

FPWM

外部时钟

9.4.3 热关断

LM25143 包含一个内部结温监视器。如果温度超过 175°C（典型值），则会发生热关断。进入热关断状态时，器

件会执行以下操作：

1. 关闭高侧和低侧MOSFET

2. 将SS1/2 和PG1/2 拉低

3. 关闭VCC 稳压器

4. 在裸片温度降低15°C（热关断迟滞，典型值）时启动软启动序列。

这是一种非闩锁保护，因此如果故障仍然存在，器件会循环进入和退出热关断。

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10 应用和实现

备注

以下应用部分中的信息不属于TI 器件规格的范围，TI 不担保其准确性和完整性。TI 的客户应负责确定

器件是否适用于其应用。客户应验证并测试其设计，以确保系统功能。

10.1 应用信息

LM25143 是一款同步降压控制器，用于将一个较高的输入电压转换为两个较低的输出电压。以下各节通过具体的

电路设计示例探讨了双路输出的设计过程。为了加快和简化基于 LM25143 的稳压器设计过程，TI 提供了全面的

LM25143 快速入门计算器以供下载，用于帮助设计人员为给定的应用选择合适的元件。

10.1.1 动力总成元件

要想成功完成同步降压稳压器设计，务必要全面地了解降压稳压器的动力总成元件。后续几个小节讨论了以下内

容：

• 输出电感器

• 输入和输出电容器

• 功率MOSFET

• EMI 输入滤波器

10.1.1.1 降压电感器

对于大多数应用，选择降压电感时应确保电感器纹波电流 ΔI_L在标称输入电压下为最大直流输出电流的 30% 至

50%。请根据方程式16 给出的峰值电感器电流，使用方程式15 来选择电感。

≈

’

÷

◊

V_OUT

L_O

=

∂ 1-

∆

DI_L∂F_SW

V

IN

«

(15)

(16)

DI_L

2

I_L(peak)= I_OUT

+

请查看电感器数据表，以确保电感器的饱和电流远远超过具体设计的电感器峰值电流。铁氧体设计具有非常低的

内芯损耗，是高开关频率条件下的最优选择，因此设计目标可以专注于铜损耗和防止饱和。低电感器内芯损耗可

以通过以下现象来证明：空载输入电流更小，轻载效率更高。不过，铁氧体磁芯材料具有硬饱和特性，超过饱和

电流时，电感会突然崩溃。这会导致电感器纹波电流突然增加，并且输出电压纹波会更高，更不用说效率会降低

且稳定性会受影响。请注意，随着内芯温度升高，电感器的饱和电流通常会降低。当然，若要避免电感器饱和，

准确的过流保护至关重要。

10.1.1.2 输出电容器

通常，稳压器的输出电容器能量储存与控制环路响应相结合，用于在动态（瞬态）容差规格内维持输出电压的完

整性。在电源管理应用中限制输出电容器的常用边界由有限可用PCB 面积、元件尺寸和厚度以及成本驱动。随着

负载阶跃幅度和压摆率增加，电容器寄生效应（等效串联电阻 (ESR) 和等效串联电感 (ESL)）优先于对稳压器的

负载瞬态响应进行整形。

输出电容器C_OUT会对电感器纹波电流进行滤波，并提供一个电荷库来应对阶跃负载瞬态事件。通常，陶瓷电容器

提供极低的 ESR 来减少输出电压纹波和噪声尖峰，而钽电容器和电解电容器以相对紧凑的外形提供大容量电容来

应对瞬态负载事件。

根据ΔV_OUT所表示的峰-峰值输出电压纹波静态规格，选择一个大于方程式17 中所示值的输出电容。

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DI_L

2

C_OUT

í

2

8 ∂F_SWDV_OUT- R_ESR∂ DI_L

(

)

(17)

图10-1 从概念上展示了负载升压和负载降压转换期间的相关电流波形。如图所示，当电感电流增加以与负载瞬态

后的新负载电流电平保持一致时，电感电流的大信号压摆率会受到限制。此压摆率限制加剧了输出电容器中的电

荷不足，该不足必须在负载升压瞬态期间及之后尽快进行补充。同样，在负载降压瞬态期间以及之后，电感电流

的压摆率限制会使输出电容器中的电荷过剩加剧，而这些过剩的电荷必须尽快消耗掉。

I_OUT1

Inductor current, i_L(t)

ꢀI_OUT

ꢀQ_C

I_OUT2

Load current, i_OUT(t)

Inductor current, i_L(t)

I_OUT2

ꢀI_OUT

I_OUT1

ꢀQ_C

Load current, i_OUT(t)

t_ramp

图10-1. 显示C_OUT电荷过剩或不足的负载瞬态响应表示

在 12V 输入到低输出电压（例如 3.3V）的典型稳压器应用中，负载关断瞬变表示最差情况下的输出电压瞬态偏

差。在该转换率应用中，稳态占空比约为 28%，而占空比折叠至零时的大信号电感电流压摆率约为–V_OUT/L。与

负载导通瞬态相比，电感器电流需要更长的时间才能转换至所需的电平。输出电容器中的过剩电荷会导致输出电

压明显过冲。实际上，若要尽快消耗输出电容器上的过剩电荷，电感器电流必须在负载阶跃后降至标称电平以

下。在这种情况下，可以方便地采用大输出电容来吸收过剩电荷并最大限度地减少电压过冲。

为了满足此类负载关断瞬态期间的动态输出电压过冲瞬态规格（用 ΔV_OVERSHOOT表示，其中输出电流的阶跃降

低由ΔI_OUT提供），输出电容必须大于以下值：

2

L_O∂ DI_OUT

C_OUT

í

2

V

+ DV_OVERSHOOT- V_OUT

(

)

OUT

(18)

制造商数据表中作为规格以显式方式或者在阻抗与频率关系曲线中以隐式方式提供了电容器的 ESR。根据类型、

尺寸和结构，电解电容器具有很大的 ESR（5mΩ 及以上）以及相对较大的 ESL（5nH 至 20nH）。PCB 迹线也

会产生一些寄生电阻和电感。另一方面，陶瓷输出电容器在开关频率条件下具有低 ESR 和 ESL 贡献度，容性阻

抗分量处于主导地位。不过，根据陶瓷电容器的封装和电压额定值，有效电容可能会在施加直流电压时显著下

降，具体取决于施加的直流电压和工作温度。

通过忽略方程式 17 中的 ESR 项，可以快速估算出满足输出纹波规格所需的最小陶瓷电容。对于 5V 输出，常见

选择是使用两到四个1206 或1210 尺寸的47µF、10V、X7R 电容器。使用方程式18 来确定是否需要额外的电容

才能满足负载关断瞬态过冲规格。

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将陶瓷电容器和电解电容器组合在一起的实现方案着重解释了为什么要并联使用化学特性不同但性能互补的电容

器。每个电容器的频率响应都是增值性的，每个电容器都在该频率范围的一部分中提供所需的性能。陶瓷电容器

具有低ESR 和ESL，因此可以提供出色的中频和高频去耦特性，从而最大限度地减少开关频率输出纹波，而电解

电容器具有大容量电容，因此可以提供低频储能来应对负载瞬变需求。

10.1.1.3 输入电容器

需要输入电容器来限制降压功率级中因开关频率交流电流而导致的输入纹波电压。TI 推荐使用 X7S 或 X7R 电介

质陶瓷电容器来在宽温度范围内提供低阻抗和高 RMS 电流额定值。为了最大限度地减少开关环路中的寄生电感，

请尽可能靠近高侧 MOSFET 的漏极和低侧 MOSFET 的源极放置输入电容器。使用方程式 19 来计算单通道降压

稳压器的输入电容器RMS 电流。

DI_L²

12

≈

’

D∂ I_OUT²∂ 1-D +

∆

÷

◊

I_CIN,rms

=

(

)

∆

«

(19)

最大输入电容器RMS 电流会出现在D = 0.5 时，这时输入电容器的RMS 电流额定值大于输出电流的一半。

理想情况下，输入电流的直流分量由输入电压源提供，而交流分量则由输入滤波器电容器提供。在忽略电感器纹

波电流的情况下，输入电容器会在 D 间隔期间拉出振幅为(I_OUT− I_IN) 的电流，并在1−D 期间灌入振幅为 I_IN的电

流。因此，输入电容器会传导峰-峰值幅度等于输出电流的方波电流。因此，交流纹波电压的相应容性分量为三角

波形。通过与ESR 相关纹波分量相结合，使用方程式20 来计算峰-峰值纹波电压振幅。

I_OUT∂D ∂ 1- D

(

)

+ I_OUT∂R_ESR

DV

=

IN

F_SW∂C_IN

(20)

根据ΔV_IN的输入电压纹波规格，使用方程式21 来计算特定负载电流所需的输入电容。

D∂ 1-D ∂I

(

)

OUT

C_IN

í

F_SW∂ DV_IN-R_ESR∂I_OUT

(

)

(21)

低ESR 陶瓷电容器可以与值较大的大容量电容并联，从而为稳压器提供优化的输入滤波和抑制效果，以减少与高

Q 陶瓷电容器谐振的输入寄生电感所产生的影响。对于 12V 电池汽车应用，一个具有足够高电流额定值的大容量

电容器和四个 10μF、50V X7R 陶瓷去耦电容器通常就够了。根据纹波电流额定值和工作温度范围来选择输入大

容量电容器。

当然，一个具有 180° 异相交错式开关的双通道降压稳压器既可消除输入纹波电流，又可降低输入电容器电流应

力。前面的公式展示了一路输出被禁用而另一路输出为满载时的有效计算。

10.1.1.4 功率MOSFET

功率 MOSFET 的选择对直流/直流稳压器性能有很大影响。具有低导通电阻 R_DS(on)的 MOSFET 可以减少导通损

耗，而低寄生电容则可以缩短转换时间和降低开关损耗。通常，MOSFET 的 R_DS(on)越小，栅极电荷和输出电荷

（分别为 Q_G和Q_OSS）就越大，反之亦然。因此，R_DS(on)和Q_G的乘积通常指定为MOSFET 品质因数。给定封

装的低热阻确保MOSFET 功率损耗不会导致MOSFET 芯片温度过高。

在LM25143 应用中，影响功率MOSFET 选择的主要参数如下：

• V_GS=5V 时的R_DS(on)

• 漏极到源极电压额定值BV_DSS通常为30V、40V 或60V，具体取决于最大输入电压。

• V_GS= 5V 时的栅极电荷参数

• 相关输入电压下的输出电荷Q_OSS

• 体二极管反向恢复电荷Q_RR

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• 栅极阈值电压V_GS(th)，从MOSFET 数据表内Q_G与V_GS之间的关系图中的米勒平坦区域得出。由于米勒平坦

区域电压通常位于2V 至3V 范围内，LM25143 的5V 栅极驱动幅度可以在导通时提供足够增强的MOSFET，

并在关断时针对Cdv/dt 击穿提供裕度。

表 10-1 中所示的公式总结了一个通道的 MOSFET 相关功率损耗，其中后缀 1 和 2 分别表示高侧和低侧

MOSFET 参数。虽然这里考虑了电感器纹波电流带来的影响，但却不包括与寄生电感和SW 节点振铃相关的损耗

等二阶损耗模式。请查看 LM25143 快速入门计算器。该计算器可从 LM25143 产品文件夹下载，以协助计算功率

损耗。

表10-1. MOSFET 功率损耗

高侧MOSFET

低侧MOSFET

功率损耗模式

DI_L²

12

DI_L²

12

≈

’

≈

’

2

MOSFET 导通^{(2) (3)}

Å ∆

÷

◊

∆

÷

◊

P

= D∂ I_OUT

+

∂R_DS(on)1

P

= D ∂ I_OUT

+

∂R_DS(on)2

cond1

cond2

∆

«

∆

«

»

…

ÿ

_FŸ

⁄

V

_IN∂F_SW

2

DI_L

2

DI_L

2

≈

’

≈

’

P

=

I

-

∂ t_R

+

I

+

∂ t

sw1

∆ ^OUT

÷

∆ ^OUT

÷

◊

MOSFET 开关

可忽略

«

◊

«

MOSFET 栅极驱动⁽¹⁾

MOSFET 输出电荷⁽⁴⁾

P_Gate1= V_CC∂F_SW∂Q_G1

P_Coss= F_SW∂ V ∂Q + E_oss1-E_oss2

P_Gate2= V_CC∂F_SW∂Q_G2

(

)

可忽略

IN

oss2

»

…

ÿ

_dt2Ÿ

⁄

DI_L

2

DI_L

2

≈

’

≈

’

体二极管

导通

P

= V_F∂F_SW

I

+

∂ t_dt1

+

I

-

∂ t

cond_BD

∆ ^OUT

÷

◊

∆ ^OUT

÷

◊

不适用

«

体二极管

反向恢复⁽⁵⁾

P_RR= V ∂F_SW∂Q_RR2

IN

(1) 栅极驱动损耗会根据MOSFET 的内部栅极电阻、外部添加的串联栅极电阻以及LM25143 的相关驱动器电阻进行分摊。

(2) MOSFET R_DS(on)具有约4500ppm/°C 的正温度系数。MOSFET 结温T_J及其随环境温度的上升情况取决于器件的总功率损耗和热阻。

在最小输入电压下或接近的电压下工作时，确保MOSFET R_DS(on)可以提供可用的栅极驱动电压。

(3) D' = 1–D 为占空比补码。

(4) MOSFET 输出电容C_oss1和C_oss2与电压之间的关系呈现高度非线性特征。这些电容都能在MOSFET 关断时通过电感器电流进行无损

充电。不过，在导通期间，来自输入的电流为低侧MOSFET 的输出电容充电。E_oss1（即C_oss1的能量）会在导通时消耗，但这会被

C_oss2上储存的能量E_oss2抵消。更多详细信息，请参阅“比较死区时间对具有GaN FET 的直流/直流转换器和硅MOSFET 性能的影

响”(ECCE 2016)。

(5) MOSFET 体二极管反向恢复电荷Q_RR取决于很多参数，尤其是正向电流、电流转换速度以及温度。

高侧（控制）MOSFET 在PWM 导通时间（或D 间隔）期间承载电感器电流，通常会导致大多数的开关损耗，因

此务必要选择能够平衡导通损耗和开关损耗的高侧MOSFET。高侧MOSFET 的总功率损耗是以下几项之和：

• 导通导致的损耗

• 开关（电压与电流重叠）

• 输出电荷

• 通常情况下体二极管反向恢复所导致的净损耗的三分之二

当高侧MOSFET 关断时（或1–D 间隔），低侧（同步）MOSFET 承载电感器电流。低侧MOSFET 开关损耗可

以忽略不计，因为它在零电压处进行切换。在转换死区时间期间，电流仅进行换向（从通道到体二极管），反之

亦然。当两个 MOSFET 都关断时，LM25143 及其自适应栅极驱动时序会最大限度地减少体二极管导通损耗。此

类损耗与开关频率直接成正比。

在高降压比应用中，低侧 MOSFET 会在开关周期的大多数时候承载电流。因此，若要获得高效率，必须针对

R_DS(on)优化低侧 MOSFET。如果导通损耗过大或目标 R_DS(on)低于单个 MOSFET 中的可用电阻，请并联两个低

侧 MOSFET。低侧 MOSFET 的总功率损耗等于以下几项损耗之和：通道导通损耗、体二极管导通损耗，以及通

常情况下体二极管反向恢复所导致的净损耗的三分之一。LM25143 非常适合用于驱动 TI 的 NexFET^™功率

MOSFET 产品系列。

10.1.1.5 EMI 滤波器

如方程式22 所示，开关稳压器具有负输入阻抗，该阻抗在最小输入电压条件下最低。

36

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2

V

IN(min)

Z_IN= -

P

IN

(22)

欠阻尼LC 滤波器在滤波器的谐振频率条件下具有高输出阻抗。为实现稳定性，滤波器输出阻抗必须小于转换器输

入阻抗的绝对值。

L_IN

Q₁

V_IN

L_O

C_D

V_OUT

C_F

C_IN

Q₂

C_O

R_D

GND

图10-2. 具有π级EMI 滤波器的降压稳压器

根据图10-2 中的滤波器原理图，EMI 滤波器设计步骤如下所示：

• 计算EMI 滤波器在开关频率下所需的衰减，其中C_IN表示开关转换器输入端的现有电容。

• 输入滤波器电感L_IN通常选择为1μH 和10μH 之间，但可以通过减少该电感来降低高电流设计中的损耗。

• 计算输入滤波器电容C_F。

• 计算阻尼电容C_D和阻尼电阻R_D。

通过从傅里叶级数输入电流波形计算第一个谐波电流并乘以输入阻抗（阻抗由现有输入电容器 C_IN定义），可以

得出一个公式来获取所需的衰减，具体如方程式23 所示。

≈

’

I_L(PEAK)

1

∆

«

÷

◊

Attn = 20log

∂sin

p

∂D_MAX

∂

- V_MAX

(

)

1ꢀV

p

²∂F_SW∂C_IN

(23)

其中

• V_MAX是适用传导EMI 规格（例如CISPR 25 5 类）允许的dBμV 噪声水平。

• C_IN是降压稳压器的现有输入电容。

• D_MAX是最大占空比。

• I_PEAK是峰值电感器电流。

出于滤波器设计目的，输入端的电流可以建模为方波。根据方程式24 确定EMI 滤波器电容C_F。

2

Attn

≈

∆

’

÷

40

1

10

C_F=

L_IN

2p

∂F_SW

∆

«

÷

◊

(24)

在开关稳压器中增加一个输入滤波器会使“控制到输出”传递函数发生变化。滤波器的输出阻抗必须足够小，使

得输入滤波器不会显著影响降压转换器的环路增益。阻抗在滤波器谐振频率下达到峰值。使用方程式25 计算滤波

器的谐振频率。

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1

f_res

=

2

p ∂ L_IN∂C_F

(25)

R_D的用途是减小滤波器在谐振频率下的峰值输出阻抗。电容器 C_D会阻碍输入电压的直流分量，从而避免 R_D上

产生过大的功率损耗。电容器 C_D在谐振频率下的阻抗必须小于 R_D，并且电容值必须大于输入电容器 C_IN的电容

值。这可以防止 C_IN干扰主滤波器的截止频率。当滤波器的输出阻抗在谐振频率下较大（由 L_IN和 C_IN构成的滤

波器具有过高的Q）时，需要增加阻尼。可以使用电解电容器C_D来提供方程式26 所给出的阻尼值。

C_Dí 4 ∂C_IN

(26)

使用方程式27 来选择阻尼电容器R_D。

L_IN

R_D

=

C_IN

(27)

10.1.2 误差放大器和补偿

图10-3 展示了采用跨导误差放大器(EA) 的II 型比较器。EA 开环增益的主极点由EA 输出电阻R_O-EA和有效带宽

限制电容C_BW设置，如方程式28 中所示。

g ∂R_O-EA

m

G_EA(openloop)(s) = -

1+ s∂R_O-EA∂C_BW

(28)

方程式 28 中忽略了 EA 高频极点。从输出电压到 COMP 节点的补偿器传递函数，包括（内部或外部）反馈电阻

器网络贡献的增益，计算方式如方程式29 中所示。

≈

’

÷

◊

s

g_m∂R_O-EA∂ 1+

∆

Ù

v_c(s)

w

z1

V_REF

V_OUT

«

G_c(s) =

= -

∂

Ù

v_out(s)

≈

’ ≈

’

s

1+

∂ 1+

∆

«

÷ ∆

◊ «

÷

◊

w_p1

w_p2

(29)

其中

• V_REF是0.6V 的反馈电压基准。

• g_m是1200µS 的EA 增益跨导。

• R_O-EA是64MΩ 的误差放大器输出阻抗。

1

w_Z1

w_p1

w_p2

=

R_COMP∂C_COMP

(30)

(31)

1

@

R_O-EA∂ C

+ C_HF+ C_BW

R_O-EA∂C_COMP

(

)

COMP

1

@

R_COMP∂C_HF

R_COMP∂ C

C

+ C_BW

(

)

(

)

COMP

HF

(32)

EA 补偿元件会在原点、零点和高频极点附近形成一个极点。通常，R_COMP<< R_O-EA且 C_COMP>> C_BW和 C_HF

因此近似值有效。

，

38

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V_OUT

R_FB1

Error amplifier model

FB

COMP

–

g_m

+

V_REF

ꢀ_p2

R_COMP

ꢀ_z1

R_O-EA

ꢀ_p1

R_FB2

C_HF

C_BW

AGND

C_COMP

图10-3. 误差放大器和补偿网络

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10.2 典型应用

有关基于 LM25143 的实现的分步设计过程、电路原理图、物料清单、PCB 文件、模拟和测试结果，请参阅 TI

Designs 参考设计库。

10.2.1 设计1 –适用于计算应用的5V 和3.3V 双路输出降压稳压器

图10-4 展示了一个双路输出同步降压稳压器的原理图，其中输出电压设置点的电压为3.3V 和5V，而每路输出的

额定负载电流为7A。在本例中，根据3.5V 至36V 范围内的12V 标称输入电压，半负载和满负载时的目标效率分

别为 91% 和90%。开关频率由电阻器R_RT设定为 2.1MHz。将5V 输出连接到 VCCX 来降低 IC 偏置功耗并提高

效率。

V_IN= 3.5 V...36 V

(12 V nom)

C_VCC1

2.2

C_VCC2

2.2 F

C_IN

4 ꢀ 10

8 ꢀ 10 nF

C_BST1

0.1

C_BST2

0.1 F

VDDA

FB1

D_B2

F

D_B1

F

VCC VIN

MODE

FB2

HB1

HB2

R_HO2

Q₁

Q₃

V_OUT2= 5 V

I_OUT2= 7 A

R_HO1

V_OUT1= 3.3 V

I_OUT1= 7 A

HO1

HO2

HOL2

SW2

L_O1

0.68

L_O2

R_S2

7 m

R_S1

7 m

0

HOL1

SW1

0.68

Q₄

H

C_O1

4 ꢀ 47

C_O2

Q₂

4 ꢀ 47

F

LO2

F

LO1

LOL2

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

VIN

EN2

PG2

R_RT

RT

10.5 k

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

C_VCCX

2.2

C_COMP2

1 nF

C_COMP1R_COMP1

1 nF

R_COMP2

24.9 k

VCCX

F

20 k

COMP1

COMP2

AGND SS1

RES SS2 VDDA DITH

C_HF1

15 pF

C_HF2

15 pF

C_DITH

10 nF

C_SS1C_RESC_SS2C_VDDA

0.22

68 nF 0.47 F

* V_OUT1tracks V_INif V_IN< 3.7 V

V_OUT2tracks V_INif V_IN< 5.4 V

F

68 nF

图10-4. 采用LM25143 双路输出降压稳压器且开关频率为2.1MHz 时的应用电路1

备注

这里提供的该示例及后续示例展示了 LM25143 控制器在几种不同应用中的使用情况。根据输入电源总

线的源阻抗，输入端可能需要放置一个电解电容器来确保稳定性，尤其是在低输入电压和高输出电流工

作条件下。请参阅第10 节以了解更多详细信息。

40

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10.2.1.1 设计要求

表10-2 展示了此设计示例的预期输入、输出和性能参数。

表10-2. 设计参数

设计参数

值

8V 至18V

3.5V

输入电压范围（稳态）

最小瞬态输入电压（冷启动）

最大瞬态输入电压（负载突降）

36V

3.3V 和5V

7A

输出电压

输出电流

2.1MHz

±1%

开关频率

输出电压调节

< 50µA

4µA

待机电流，输出1 启用，空载

关断电流

开关频率由电阻器 R_RT设定为 2.1MHz。在控制环路性能方面，目标环路交叉频率为 60kHz 并且相位裕度大于

50°。输出电压软启动时间由68nF 软启动电容器设定为2ms。

表 10-3 中列出了所选的降压稳压器动力总成系统器件，并且很多器件都可以从多个供应商处获得。之所以选择

MOSFET 是为了获得更低的导通损耗和开关功率损耗，详情如节 10.1.1.4 中所述。此设计采用低 DCR、金属粉

末复合电感器和陶瓷输出电容器实现方案。

表10-3. 应用电路1 的物料清单

规格

制造商⁽¹⁾

参考标识符

数量

器件型号

Taiyo Yuden（太阳

诱电）

UMJ325KB7106KMHT

10µF，50V，X7R，1210，陶瓷

C_IN

4

GCM32EC71H106KA03

CGA6P3X7S1H106M

GCM32ER70J476KE19L

Murata（村田）

TDK

10µF，50V，X7R，1210，陶瓷

47µF，6.3V，X7R，1210，陶瓷

Murata（村田）

Taiyo Yuden（太阳

诱电）

C_O

8

JMK325B7476KMHTR

CGA6P1X7S0J476M

744373460068

TDK

47µF，6.3V，X7S，1210，陶瓷

Würth Elektronik

（伍尔特电子）

0.68µH，4.8mΩ，25A，7.3mm × 6.6mm × 2.8mm

Cyntec（乾坤科

技）

VCMV063T-R68MN2T

744311068

0.68µH，4.5mΩ，22A，6.95mm × 6.6mm × 2.8mm

0.68µH，3.1mΩ，20A，7mm × 6.9mm × 3.8mm

2

4

L_O1、L_O2

Würth Elektronik

（伍尔特电子）

TDK

SPM5030VT-R68-D

XGL6030-681

0.68µH，7.4mΩ，12.2A，5.4mm × 5.0mm × 3mm

0.68µH，2.9mΩ，15.3A，6.7mm × 6.5mm × 3.1mm

Coilcraft（线艺）

Q₁、Q₂、Q₃、

IPC50N04S5L-5R5

40V，5.7mΩ，9nC，SON 5 × 6

Infineon（英飞凌）

Q₄

2

1

KRL2012E-M-R007

LM25143RHAR

R_S1、R_S2

分流，7mΩ，0508，1W

Susumu（进工业）

德州仪器(TI)

U₁

LM2514342V 双通道/两相同步降压稳压器

(1) 请参阅第三方产品免责声明。

10.2.1.2 详细设计过程

10.2.1.2.1 使用WEBENCH® 工具创建定制设计方案

点击此处以使用LM25143 器件与WEBENCH® Power Designer 创建定制设计方案。

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1. 首先键入输入电压（V_IN）、输出电压（V_OUT）和输出电流（I_OUT）要求。

2. 使用优化器表盘优化该设计的关键参数，如效率、占用空间和成本。

3. 将生成的设计与德州仪器(TI) 其他可行的解决方案进行比较。

WEBENCH Power Designer 提供了定制原理图并罗列了实时价格和元件供货情况的物料清单。

在多数情况下，可执行以下操作：

• 运行电气仿真，观察重要波形以及电路性能

• 运行热性能仿真，了解电路板热性能

• 将定制原理图和布局方案以常用CAD 格式导出

• 打印PDF 格式的设计报告并与同事共享

有关WEBENCH 工具的详细信息，请访问www.ti.com/WEBENCH。

10.2.1.2.2 使用Excel 快速启动工具创建定制设计方案

可以使用从LM25143 产品文件夹中下载的LM25143 快速入门计算器来根据稳压器规格选择元件。

10.2.1.2.3 电感器计算

1. 使用方程式33 根据标称输入电压调节下的30% 电感器纹波电流来计算每个通道所需的降压电感。

V

- V_OUT1

≈

’

V_OUT1

≈

∆

’

÷

◊

3.3V

12V - 3.3V

IN(nom)

L_O1

=

∂

=

∂

= 0.54ꢀH

= 0.66ꢀH

∆

÷

V

DI_L∂F_SW

12V 2.1A ∂2.1MHz

«

IN(nom)

«

≈

◊

V

- V_OUT2

’

V_OUT2

≈

∆

’

5V

12V - 5V

IN(nom)

L_O2

∂

=

∂

∆

÷

◊

V

DI_L∂F_SW

12V 2.1A ∂2.1MHz

«

IN(nom)

«

◊

(33)

2. 为两个通道都选择0.68µH 的标准电感值。使用方程式34 来计算最大稳态输入电压条件下的电感器峰值电

流。如果占空比大于50%，对于峰值电流模式控制，则会发生次谐波振荡。为了简化设计，LM25143 具有一

个与开关频率成比例的内部斜率补偿斜坡，该斜坡会添加至电流感测信号，用于抑制任何次谐波振荡趋势。

≈

∆

«

’

DI_LO1

2

V_OUT1

≈

’

÷

◊

3.3V

I_LO1(PK)= I_OUT1

+

= I_OUT1

+

∂ 1-

= 7A +

∂ 1-

= 7.94A

= 8.27A

∆

÷

◊

∆

2∂L_O1∂F_SW

V

2∂0.68ꢀH∂2.1MHz

18V

«

IN(max)

≈

’

DI_LO2

2

V_OUT2

≈

’

÷

◊

5V

I_LO2(PK)= I_OUT2

= I_OUT2

+

∂ 1-

= 7A +

÷

◊

∂ 1-

∆

«

÷

2∂L_O2∂F_SW

V

2∂0.68ꢀH∂ 2.1MHz

18V

«

IN(max)

(34)

3. 根据方程式10，使用方程式35 交叉校验电感，以便将斜率补偿设置为理想值乘以电感器电流下降斜率。

V_OUT(V)∂R_S(mW)

24 ∂F_SW(MHz)

3.3V ∂7mW

24 ∂2.1MHz

L_O1(sc)

=

= 0.46ꢀH

= 0.69ꢀH

V_OUT(V)∂R_S(mW)

24 ∂F_SW(MHz)

5V ∂7mW

24 ∂2.1MHz

L_O2(sc)

(35)

10.2.1.2.4 电流感测电阻

1. 根据至少要比满载时的电感器峰值电流大20% 的最大峰值电流能力来计算电流感测电阻，以便在启动和负载

开启瞬态期间提供足够的裕量。使用方程式36 计算电流感测电阻。

42

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V_CS(th)

1.2∂I_LO1(PK)1.2 ∂7.94A

73mV

R_S1

=

= 7.66mW

= 7.36mW

V_CS(th)

1.2∂I_LO2(PK)1.2∂8.27A

73mV

R_S2

=

(36)

其中

• V_CS(th)是73mV 限流阈值。

2. 为两个分流电阻器都选择7mΩ 的标准电阻值。具有大宽高比终端设计的0508 尺寸元件提供1W 额定功率、

低寄生串联电感以及紧凑的PCB 布局。仔细查看布局指南，确保噪声和直流误差不会破坏在[CS1, VOUT1]

和[CS2, VOUT2] 处测量的差分电流感测电压。

3. 将分流电阻器放置在靠近电感器的位置。

4. 使用开尔文感测连接并以差分方式将感测线路从分流电阻器布放到LM25143。

5. CS 到输出传播延迟（与电流限制比较器、内部逻辑和功率MOSFET 栅极驱动器）会导致峰值电流升高至大

于计算得出的限流阈值。对于t_CS-DELAY为40ns 的总传播延迟，请使用方程式37 来计算输出短接时最差情况

下的电感器峰值电流。

V_CS(th)

R_S1

V_IN(max)∂ t_CS-DELAY

73mV 18V ∂ 40ns

I_LO1(PK-SC)= I_LO2(PK-SC)

=

+

=

+

= 11.49A

L_O1

7mW

0.68ꢀH

(37)

6. 根据此结果，为每个通道选择在整个工作温度范围内饱和电流大于12A 的电感器。

10.2.1.2.5 输出电容器

1. 假定负载瞬态偏差规格为1.5%（对于3.3V 输出，为50mV），使用方程式38 来估算管理负载关断瞬变（从

满载到空载）期间的输出电压过冲所需的输出电容。

2

0.68ꢀH∂ 7A

(

)

(

L_O1∂ DI_OUT1

C_OUT1

í

=

= 100.2ꢀF

2

V

_OUT1+ DV_OVERSHOOT1- V_OUT1

3.3V + 50mV - 3.3V

(

)

(

)

2

0.68ꢀH∂ 7A

(

)

(

L_O2∂ DI_OUT2

C_OUT2

=

= 44.1ꢀF

2

V

+ DV_OVERSHOOT2- V_OUT2

5V + 75mV - 5V

(

)

(

)

OUT2

(38)

2. 了解陶瓷电容器的电压系数（其中有效电容会在施加电压后显著减小）后，为每个通道选择四个47µF、

6.3V、X7R、1210 陶瓷输出电容器。通常，当使用足够大的电容来满足负载关断瞬变响应要求时，从空载转

换到满载瞬态期间的电压下冲也令人满意。

3. 使用方程式39 来估算标称输入电压条件下通道1 的峰-峰值输出电压纹波。

2

≈

∆

«

’

÷

◊

DI_LO1

8 ∂F_SW∂C_OUT1

≈

∆

«

’

÷

◊

1.89A

2

DV_OUT1

=

+ R_ESR∂ DI_LO1

(

=

+ 1mW ∂1.89A ö 2mV

)

(

)

8 ∂ 2.1MHz ∂130ꢀF

(39)

其中

• R_ESR为输出电容器的有效等效串联电阻(ESR)。

• 3.3V 时总有效（降额）陶瓷输出电容为130µF。

4. 使用方程式40 来计算输出电容器RMS 纹波电流并确认纹波电流位于电容器纹波电流额定值范围内。

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DI_LO1

1.89A

12

I_CO1(RMS)

=

= 0.55A

= 0.73A

12

DI_LO2

2.53A

12

I_CO2(RMS)

12

(40)

10.2.1.2.6 输入电容器

电源输入通常在开关频率下具有相对较高的源阻抗。需要高质量的输入电容器来限制输入纹波电压。如前所述，

双通道交错运行会显著降低输入纹波振幅。通常，纹波电流会根据电容器在开关频率条件下的相对阻抗在几个输

入电容器之间进行分流。

1. 选择具有足够电压和RMS 纹波电流额定值的输入电容器。

2. 双通道降压稳压器在最差情况下的输入纹波通常对应于以下情况：一个通道在满负载条件下工作，而另一个通

道会被禁用或在空载条件下工作。使用方程式41 并假定最差情况下占空比工作点为50% 来计算输入电容器

RMS 纹波电流。

I_CIN(RMS)= I_OUT1∂ D∂ 1-D = 7A ∂ 0.5∂ 1- 0.5 = 3.5A

(

)

(

)

(41)

3. 使用公式42 来查找所需的输入电容。

D∂ 1-D ∂I

0.5∂ 1- 0.5 ∂7A

(

)

(

)

OUT1

C

í

=

= 7.8ꢀF

IN

F

∂ DV -R_ESR∂I_OUT1

2.1MHz∂ 120mV - 2mW∂7A

(

)

(

)

SW

IN

(42)

其中

• ΔV_IN是输入峰-峰值纹波电压规格。

• R_ESR是输入电容器ESR。

4. 确认了陶瓷电容器的电压系数后，为每个通道选择两个10µF、50V、X7R、1210 陶瓷输入电容器。将这些电

容器靠近相关功率MOSFET 放置。

5. 在每个高侧MOSFET 附近放置四个10nF、50V、X7R、0603 陶瓷电容器以在MOSFET 开关转换期间提供

高di/dt 电流。此类电容器在高于100MHz 条件下提供高自谐振频率(SRF) 和低有效阻抗。这样可以减小电源

环路寄生电感，以最大限度地减少开关节点电压过冲和振铃，从而减小EMI 信号。更多详细信息，请参阅节

12.1 中的图12-2。

10.2.1.2.7 补偿元件

可按照下文概述的过程来为稳定的控制环路选择补偿元件。

1. 假定有效输出电容为130µF，根据指定的60kHz 开环增益交叉频率f_C，可使用方程式43 来计算R_COMP1。这

里选择20kΩ 的R_COMP1

。

V_OUTR_S∂G_CS

3.3V 7mW∂12

0.6V 1200ꢀS

R_COMP1= 2∂

p

∂ f_C∂

∂

∂C_OUT= 2∂

p

∂60kHz∂

∂

∂130ꢀF = 18.9kW

V_REF

g_m

(43)

2. 计算出C_COMP1，以便在(1) 交叉频率的十分之一或(2) 负载极点条件下（取较大者）产生一个零点。这里选

择1nF 的C_COMP1电容器。

10

∂ f_C∂R_COMP12∂

10

C_COMP1

=

= 1.3nF

2∂

p

∂60kHz ∂20 kW

(44)

3. 计算出C_HF1，以便在ESR 零点处形成一个极点并衰减COMP 处的高频噪声。这里选择15pF 的C_HF1电容

器。

44

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1

C_HF1

=

= 15.9pF

2∂

p

∂ f_ESR∂R_COMP12∂

p

∂500kHz ∂20 kW

(45)

备注

设置具有高R_COMP和低C_COMP值的快速环路，以便改善从压降操作恢复时的响应。

空白

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45

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10.2.1.3 应用曲线

100

95

90

85

80

75

70

65

60

100

95

90

85

80

75

70

65

60

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

0

1

2

3

4

5

6

7

0

1

2

3

4

5

6

7

Load Current (A)

通道以相同的方式加载

图10-5. 频率与I_OUT之间的关系

Load Current (A)

3.3V 输出，通道2 被禁用

图10-6. 频率与I_OUT之间的关系

100

90

80

70

60

50

40

30

100

95

90

85

80

75

70

65

60

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

0

1

2

3

4

Load Current (A)

5

6

7

0.001

0.01

0.1

Load Current (A)

1

5V 输出，通道1 被禁用

3.3V 输出，通道2 被禁用

图10-7. 效率与I_OUT之间的关系，对数标度

图10-8. 频率与I_OUT之间的关系

100

VIN 1V/DIV

90

80

70

60

50

40

30

VOUT2 1V/DIV

VOUT1 1V/DIV

IOUT1 2A/DIV

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

2ms/DIV

0.001

0.01

0.1

Load Current (A)

1

1A 负载

5V 输出，通道1 被禁用

图10-9. 效率与I_OUT之间的关系，对数标度

图10-10. V_IN= 3.8V 时的冷启动响应

46

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10.2.1.3 应用曲线(continued)

VIN 2V/DIV

VOUT2 1V/DIV

VOUT1 1V/DIV

EN 1V/DIV

VOUT1 1V/DIV

IOUT1 5A/DIV

1ms/DIV

V_IN= 12V

V_IN步进至12V

7A 电阻负载

图10-11. 启动特性

图10-12. 使能端开启和关闭特性

VOUT1 100mV/DIV

IOUT1 2A/DIV

100ms/DIV

V_IN= 12V

FPWM

V_IN= 12V

FPWM

图10-13. 负载瞬态，3.3V 输出，0A 至7A

图10-14. 负载瞬态，3.3V 输出，3.5A 至7A

VOUT2 100mV/DIV

IOUT2 2A/DIV

100ms/DIV

V_IN= 12V

FPWM

V_IN= 12V

FPWM

图10-15. 负载瞬态，5V 输出，0A 至7A

图10-16. 负载瞬态，5V 输出，3.5A 至7A

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47

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10.2.1.3 应用曲线(continued)

V_IN= 12V

图10-18. 波特图，5V 输出

V_IN= 12V

7A 电阻负载

图10-17. 波特图，3.3V 输出

Margin

Start 30 MHz

Stop 108 MHz

Start 150 kHz

Stop 30 MHz

V_IN= 13.5V

V_OUT= 5V

V_IN= 13.5V

V_OUT= 5V

7A 电阻负载

图10-19. CISPR 25 5 类传导性EMI，150kHz 至30MHz

图10-20. CISPR 25 5 类传导性EMI，30MHz 至108MHz

48

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10.2.2 设计2 –适用于服务器应用的15A、2.1MHz 两相单输出降压稳压器

图 10-21 展示了一个两相单输出同步降压稳压器的原理图，其中输出电压为 5V 且额定负载电流为 15A。在本例

中，根据 5V 至 36V 范围内的 12V 标称输入电压，半负载和满负载时的目标效率分别为 93% 和 91%。开关频率

由电阻器R_RT设定为2.1MHz。将5V 输出连接到 VCCX 来降低IC 偏置功耗并提高轻负载条件下的效率。将输出

电压设为3.3V 也是可行的，只需将FB1 连接到VDDA 即可。

备注

对于此设计的 30A 四相版本，请参阅 LM5143-Q1 适用于汽车 ADAS 应用的四相降压稳压器设计应用

报告。

V_IN= 5 V...36 V

(12 V nom)

C_VCC1

2.2

C_VCC2

2.2 F

C_IN

C_BST1

0.1

C_BST2

0.1 F

VDDA

D_B2

F

D_B1

F

4 ꢀ 10

F

8 ꢀ 10 nF

VCC VIN

FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

R_HO2

V_OUT= 5 V

I_OUT= 15 A

Q₁

Q₃

R_HO1

HO1

HO2

HOL2

SW2

L_O1

0.68

L_O2

R_S2

7 m

R_S1

7 m

1

HOL1

SW1

0.68

Q₄

H

C_O1

4 ꢀ 47

C_O2

Q₂

4 ꢀ 47

F

LO2

LOL2

F

LO1

LOL1

PGND1

PGND2

LM25143

EN1

VIN

EN2

PG2

R_RT

RT

10.5 k

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

C_COMP

C_VCCX

2.2

VDDA

R_COMP

VCCX

820 pF

F

COMP1

COMP2

AGND SS1 SS2

RES VDDA DITH

30.1 k

C_DITH

10 nF

C_SS

C_RESC_VDDA

0.22

0.47 F

* V_OUTtracks V_INif V_IN< 5.4 V

F

68 nF

图10-21. 采用LM25143 两相降压稳压器且开关频率为2.1MHz 时的应用电路2

10.2.2.1 设计要求

表10-4 展示了此汽车应用设计示例的预期输入、输出和性能参数。

表10-4. 设计参数

设计参数

输入电压范围（稳态）

最小瞬态输入电压

最大瞬态输入电压

输出电压

值

5V 至18V

5V

36V

5V

15A

输出电流

2.1MHz

±1%

开关频率

输出电压调节

关断电流

4µA

开关频率由电阻器 R_RT设定为 2.1MHz。在控制环路性能方面，目标环路交叉频率为 60kHz 并且相位裕度大于

50°。输出电压软启动时间由68nF 软启动电容器设定为2ms。

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表 10-5 中列出了所选的降压稳压器动力总成系统器件，并且很多器件都可以从多个供应商处获得。与设计 1 类

似，此设计采用低DCR 复合电感器和陶瓷输出电容器实现方案。

表10-5. 应用电路2 的物料清单

规格

制造商⁽¹⁾

参考标识符

数量

器件型号

Taiyo Yuden（太阳

诱电）

UMJ325KB7106KMHT

10µF，50V，X7R，1210，陶瓷

C_IN

4

GCM32EC71H106KA03

CGA6P3X7S1H106M

GCM32ER70J476KE19L

Murata（村田）

TDK

10µF，50V，X7R，1210，陶瓷

47µF，6.3V，X7R，1210，陶瓷

Murata（村田）

Taiyo Yuden（太阳

诱电）

C_O

8

JMK325B7476KMHTR

CGA6P1X7S0J476M

744373460068

TDK

47µF，6.3V，X7S，1210，陶瓷

Würth Elekronik

（伍尔特电子）

0.68µH，4.8mΩ，25A，7.3mm × 6.6mm × 2.8mm

Cyntec（乾坤科

技）

VCMV063T-R68MN2T

744311068

0.68µH，4.5mΩ，22A，6.95mm × 6.6mm × 2.8mm

0.68µH，3.1mΩ，20A，7mm × 6.9mm × 3.8mm

2

4

L_O1、L_O2

Würth Elekronik

（伍尔特电子）

TDK

SPM5030VT-R68-D

XGL6030-681

0.68µH，7.4mΩ，12.2A，5.4mm × 5.0mm × 3mm

0.68µH，2.9mΩ，15.3A，6.7mm × 6.5mm × 3.1mm

Coilcraft（线艺）

Q₁、Q₂、Q₃、

IPC50N04S5L-5R5

40V，5.7mΩ，9nC，SON 5 × 6

Infineon（英飞凌）

Q₄

2

1

KRL2012E-M-R007

LM25143RHAR

R_S1、R_S2

分流，7mΩ，0508，1W

Susumu（进工业）

德州仪器(TI)

U₁

LM2514342V 双通道/两相同步降压稳压器

(1) 请参阅第三方产品免责声明。

10.2.2.2 详细设计过程

请参阅节10.2.1.2

10.2.2.3 应用曲线

100

95

90

85

80

75

70

65

60

100

95

90

85

80

75

70

65

60

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

V_IN= 8V

V_IN= 12V

V_IN= 18V

0

3

6

Load Current (A)

9

12

15

0

3

6

Load Current (A)

9

12

15

通过将FB1 连接到VDDA，将稳压器配置为3.3V 输出

图10-22. 效率与I_OUT之间的关系，5V 输出

图10-23. 效率与I_OUT之间的关系，3.3V 输出

50

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10.2.3 设计3 –适用于ASIC 电源应用的50A、300kHz 两相单输出降压稳压器

图10-24 展示了一个两相单输出同步降压稳压器的原理图，其中输出电压为 5V。预期的直流负载电流为 35A，瞬

态电流可高达50A。在本例中，通过使用针对24V 标称输入电压优化的功率级，35A 时的目标效率为96%。开关

频率由电阻器 R_RT设定为 300kHz，而电感器 DCR 电流感测用于缓解高电流条件下的分流相关损耗。将 5V 输出

连接到 VCCX 来降低 IC 偏置功耗并提高轻负载条件下的效率。将输出电压设为 3.3V 也是可行的，只需将 FB1

连接到VDDA 即可。

V_IN= 18 V...36 V

(24 V nom)

L_IN

1.5

H

C_VCC1

2.2

C_VCC2

2.2

C_BST1

0.1

C_BST2

0.1 F

C_IN

6 ꢀ 10

6 ꢀ 10 nF

VDDA

C_F

D_B2

D_B1

F

C_IN(BULK)

F

2 ꢀ 10

F

100

F

VCC VIN

FB1 FB2 MODE

HB1

HB2

Q₃

Q₄

Q₁

Q₂

HO1

HO2

HOL2

SW2

L_O1

1.5

L_O2

1.5

HOL1

SW1

V_OUT= 5 V

I_OUT= 35 A (TDC)

= 50 A (EDC)

H

C_O1

C_O2

4 ꢀ 47

F

LO2

LOL2

4 ꢀ 47

F

LO1

R_S2

10 k

R_S1

10 k

LOL1

PGND1

C_S2

0.1

C_S1

F

PGND2

LM25143

0.1

F

EN1

RT

VIN

EN2

PG2

R_RT

C_O(BULK)

220

F

73.2 k

PG1

SYNCOUT

CS1

CS2

VOUT1

DEMB

VOUT2

C_VCCX

2.2

VDDA

R_C1

VCCX

F

COMP1

COMP2

AGND SS1 SS2

RES VDDA DITH

4.99 k

C_C2

150 pF

C_C1

6.8 nF

C_DITH

10 nF

C_SS

0.1

C_RES

0.47

C_VDDA

0.47

F

图10-24. 采用LM25143 两相降压稳压器且开关频率为300kHz 时的应用电路3

10.2.3.1 设计要求

表10-6 展示了此设计示例的预期输入、输出和性能参数。

表10-6. 设计参数

设计参数

标称输入电压

输入电压范围（稳态）

输出电压

值

24V

18V 至36V

5V

35A

热设计电流(TDC)

电气设计电流(EDC)

开关频率

50A

300kHz

±1%

输出电压调节

关断电流

4µA

开关频率由电阻器 R_RT设定为 300kHz。在控制环路性能方面，目标环路交叉频率为 45kHz 并且相位裕度大于

50°。输出电压软启动时间由 100nF 软启动电容器设定为 3ms。FPWM 模式运行在整个负载电流范围内提供恒定

的开关频率，以实现可预测的EMI 性能和出色的负载瞬态响应。

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表 10-7 中列出了所选的降压稳压器动力总成系统器件，并且很多器件都可以从多个供应商处获得。之所以选择

MOSFET 是为了获得更低的导通损耗和开关功率损耗，详情如节 10.1.1.4 中所述。此设计采用低 DCR 复合电感

器和陶瓷输出电容器实现方案。

表10-7. 应用电路3 的物料清单

规格

制造商⁽¹⁾

参考设计

数量

器件型号

TDK

AVX

TDK

CNA6P1X7R1H106K

12105C106K4T2A

CGA5L1X7R1H106K

10µF，50V，X7R，1210，陶瓷

C_IN

6

10µF，50V，X7R，1206，陶瓷

47µF，6.3V，X7R，1210，陶瓷

100µF，6.3V，X7R，1210，陶瓷

8

6

GCM32ER70J476KE19L

GRT32EC70J107ME13L

T598D227M010ATE025

TCQD227M010R0025E

Murata（村田）

C_O

Murata

Kemet（基美）

C_O(BULK)

1

220µF，10V，25mΩ，7343，聚合物钽

AVX

Cyntec（乾坤科

技）

VCUD128T-1R5MS8

1.5µH，1.28mΩ，46.7A，13.3mm × 12.8mm × 8mm

Cyntec（乾坤科

技）

VCMV136E-1R5MN2

SPM12565VT-1R5M-D

744373965015

1.5µH，2.3mΩ，35A，13.5mm × 12.6mm × 6.5mm

1.5µH，2.8mΩ，32.8A，13mm × 12.5mm × 6.5mm

1.5µH，2.3mΩ，55.3A，13.5mm × 12.5mm × 6.2mm

2

L_O1、L_O2

TDK

Würth Elektronik

（伍尔特电子）

2

1

NVMFS5C673NL

NVMFS5C628NL

LM25143RHAR

Q₁、Q₃

Q₂、Q₄

U₁

60V，11mΩ，4.5nC，DFN5

Onsemi（安森美）

德州仪器(TI)

60V，2.6mΩ，24nC，DFN5

LM2514342V 双通道/两相同步降压稳压器

(1) 请参阅第三方产品免责声明。

10.2.3.2 详细设计过程

请参阅节10.2.1.2

10.2.3.3 应用曲线

100

95

90

85

80

75

70

VOUT 0.5 V/DIV

V_IN= 24 V

40 50

0

10

20

30

IOUT 10 A/DIV

Load Currrent (A)

100 ꢀs/DIV

图10-25. 频率与I_OUT之间的关系

图10-26. 负载瞬态，0A 至15A

52

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11 电源相关建议

LM25143 降压控制器设计为可在 3.5V 至 42V 的宽输入电压范围内工作。输入电源的特性必须与绝对最大额定值

和建议运行条件兼容。此外，输入电源必须能够向满载稳压器提供所需的输入电流。可以使用方程式46 来估算平

均输入电流。

P_OUT

I

=

IN

V ∂

h

IN

(46)

其中

• η为效率。

如果稳压器通过长导线或具有大阻抗的PCB 迹线连接到输入电源，则需要特别谨慎才能实现稳定的性能。输入电

缆的寄生电感和电阻可能会对稳压器的运行造成不良影响。寄生电感与低 ESR 陶瓷输入电容相结合，构成一个欠

阻尼谐振电路。每次进行输入电源的打开和关闭循环时，该电路都会导致 VIN 处出现过压瞬态。寄生电阻会在负

载瞬变期间导致输入电压下降。若要解决此类问题，最佳做法是缩短输入电源与稳压器之间的距离，并将铝或钽

输入电容器与陶瓷电容器并联使用。电解电容器的中等 ESR 有助于抑制输入谐振电路并减少任何电压过冲。

10µF 至47µF 范围内的电容通常足以提供并联输入抑制，并有助于在大负载瞬变期间保持输入电压稳定。

稳压器的前面通常都会使用一个 EMI 输入滤波器，除非经过精心设计，否则该滤波器可能导致不稳定并产生上文

所述的一些影响。轻松抑制直流/直流转换器中的传导EMI 应用报告针对为任何开关稳压器设计输入滤波器提供了

一些实用建议。

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12 布局

12.1 布局指南

在高电流快速开关电路（具有高电流和电压压摆率）中，适当的 PCB 设计和布局对于实现稳健可靠的设计而言非

常重要。正如预期的那样，在设计使用 LM25143 的 PCB 布局之前，必须考虑一些问题。降压稳压器功率级的高

频电源环路由图 12-1 中阴影部分的环路 1 表示。降压稳压器的拓扑结构意味着环路 1 的元件中存在非常高的

di/dt 电流，因此必须尽可能减小有效环路面积，以此来减少此环路的寄生电感。另外，低侧和高侧 MOSFET 的

栅极驱动环路（分别由图12-1 中的2 和3 表示）也很重要。

VCC

V_IN

1

C_IN

C_BST

HB

High frequency

power loop

HO

Q₁

High-side

gate driver

L_O

HOL

2

V_OUT

SW

VCC

C_VCC

C_O

LO

Q₂

Low-side

gate driver

LOL

PGND

3

GND

图12-1. 具有功率级和栅极驱动电路开关环路的直流/直流稳压器接地系统

12.1.1 功率级布局

• 输入电容器、输出电容器和MOSFET 是降压稳压器功率级的构建元件，并通常放在PCB 的顶层（焊接面）

上。可以利用任何系统级空气流动，因此可以最大限度地发挥对流热传递的优势。在双面PCB 布局中，小信

号元件通常放置在底部（元件侧）。至少插入一个内部平面并接地以实现屏蔽，并使小信号迹线与嘈杂的电力

迹线和线路分离开。

• 直流/直流稳压器具有多个高电流环路。最大限度地减小这些环路的面积，以抑制产生的开关噪声并优化开关性

能。

– 环路1：要尽可能缩小的最重要环路面积源于以下路径：从输入电容器到高侧和低侧MOSFET，然后再通

过接地线回到输入电容器。将输入电容器负端子连接到低侧MOSFET（接地端）的源极附近。同样，将输

入电容器正端子连接到高侧MOSFET（VIN 处）的漏极附近。请参阅图12-1 的环路1。

– 另一个环路不像环路1 那么重要，其对应的路径是从低侧MOSFET 到电感器或输出电容器，再通过接地线

回到低侧MOSFET 的漏极。尽可能地靠近接地端连接低侧MOSFET 的源极和输出电容器的负端子。

• PCB 迹线定义为SW 节点，它连接到高侧（控制）MOSFET 的源极、低侧（同步）MOSFET 的漏极和电感器

的高压侧，必须尽可能短而宽。不过，SW 连接是注入EMI 的来源，因此不得过大。

• 遵循MOSFET 制造商建议的任何MOSFET 布局注意事项，包括焊盘几何形状和焊锡膏模版设计。

• SW 引脚连接到功率转换级的开关节点并用作高侧栅极驱动器的返回路径。图12-1 中环路1 固有的寄生电感

和两个功率MOSFET 的输出电容(C_OSS) 构成了一个谐振电路，该电路会在SW 节点处引入高频（超过

50MHz）振铃。如果不加控制，此振铃的电压峰值会显著高于输入电压。确保峰值振铃幅度没有超过SW 引脚

54

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的绝对最大额定值限制。在很多情况下，从SW 节点连接到GND 的串联电阻器和电容器缓冲器网络会抑制该

振铃并减小峰值幅度。提供针对PCB 布局中缓冲器网络元件的配置。如果测试表明SW 引脚处的振铃幅度过

大，则可以在需要时添加缓冲器元件。

12.1.2 栅极驱动布局

LM25143 高侧和低侧栅极驱动器具有短传播延迟、自适应死区时间控制和低阻抗输出级，能够提供很大的峰值电

流以及很短的上升和下降时间，从而有助于功率 MOSFET 以极快的速度进行导通和关断转换。如果未能很好地控

制迹线长度和阻抗，那么极高的di/dt 会导致无法接受的振铃。

最大限度地减少杂散或寄生栅极环路电感是优化栅极驱动开关性能的关键，因为无论是与 MOSFET 栅极电容谐振

的串联栅极电感，还是共源电感（栅极和功率回路常见），都会提供与栅极驱动命令相反的负反馈补偿，从而导

致MOSFET 开关时间延长。以下环路非常重要：

• 环路2：高侧MOSFET，Q₁。在高侧MOSFET 导通期间，大电流从自举（启动）电容器流向栅极驱动器和高

侧MOSFET，然后再通过SW 连接流回到启动电容器的负端子。相反，若要关断高侧MOSFET，大电流从自

举（启动）电容器流向栅极驱动器和高侧MOSFET，然后再通过SW 连接流回到启动电容器的负端子。请参

阅图12-1 的环路2。

• 环路3：低侧MOSFET，Q₂。在低侧MOSFET 导通期间，大电流从VCC 去耦电容器流向栅极驱动器和低侧

MOSFET，然后再通过接地端流回电容器的负端子。相反，若要关断低侧MOSFET，大电流从低侧MOSFET

的栅极流向栅极驱动器和GND，然后再通过接地端流回低侧MOSFET 的源极。请参阅图12-1 的环路3。

在使用高速MOSFET 栅极驱动电路进行设计时，TI 强烈建议遵循以下电路布局指南。

• 从栅极驱动器输出（HO1/2、HOL1/2、LO1/2 和LOL1/2）到高侧或低侧MOSFET 的相应栅极必须尽可能

短，以减少串联寄生电感。请注意，峰值栅极电流可高达4.25A。请使用0.65mm (25mil) 或更宽的迹线。在必

要时，沿着这些迹线使用直径至少0.5mm (20mil) 的通孔。将HO 和SW 栅极迹线作为差分对从LM25143 布

放到高侧MOSFET，从而充分利用磁通抵消。

• 最大限度地缩短从VCC 和HB 引脚到相应电容器的电流环路路径，因为这些电容器会提供高达4.25A 的高瞬

态电流来为MOSFET 栅极电容充电。具体来说，将自举电容器C_BST靠近LM25143 的HB 和SW 引脚放置，

从而最大限度地减少与高侧驱动器相关联的环路2 面积。具体来说，将VCC 电容器C_VCC靠近LM25143 的

VCC 和PGND 引脚放置，从而最大限度地减少与低侧驱动器相关联的环路3 面积。

12.1.3 PWM 控制器布局

将控制器尽可能地靠近功率 MOSFET 放置以最大限度地缩短栅极驱动器布线长度，如此一来，与模拟和反馈信号

以及电流感测相关的分量便可以通过如下方式加以考虑：

• 分离电源和信号迹线，并使用接地平面来提供噪声屏蔽。

• 将与COMP1/2、FB1/2、CS1/2、SS1/2、RES 和RT 相关的所有敏感模拟迹线和元件远离高压开关节点（例

如SW1/2、HO1/2、LO1/2 或HB1/2）放置，以避免相互耦合。使用内部层作为接地平面。特别注意将反馈

(FB) 迹线与电源迹线和元件隔离开来。

• 将上反馈电阻器和下反馈电阻器（需要时）靠近相应的FB 引脚放置，从而使FB 迹线尽可能短。将迹线从上

反馈电阻器布放到相应负载处所需的输出电压感测点上。

• 以差分对形式布放CS1/2 和VOUT1/2 迹线，从而最大限度地减少噪声拾取，并使用开尔文连接方式连接到适

用的分流电阻器（如果进行的是分流电流感测）或连接到感测电容器（如果进行的是电感器DCR 电流感

测）。

• 最大限度地缩小从VCC1/2 和VIN 引脚通过相应去耦电容器到相关PGND 引脚的环路面积。将这些电容器尽

可能靠近LM25143 放置。

12.1.4 热设计和布局

对于集成栅极驱动器和偏置电源LDO 稳压器的PWM 控制器，以下方面会极大地影响其实用的工作温度范围：

• 功率MOSFET 的平均栅极驱动电流要求

• 开关频率

• 工作输入电压（影响偏置稳压器LDO 压降，进而影响功率损耗）

• 封装的热特性和工作环境

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为了使 PWM 控制器在特定的温度范围内发挥作用，封装必须允许有效地散发所产生的热量，同时使结温保持在

额定限值以内。LM25143 控制器采用小型 6mm × 6mm 40 引脚 VQFN (RHA) PowerPAD 封装，可满足一系列应

用要求。对此封装的热指标进行了汇总。

40 引脚 VQFNP 封装提供了一种通过封装底部外露散热焊盘实现半导体芯片散热的方式。虽然封装的外露焊盘并

不直接连接到封装的任何引线，但会热连接至 LM25143 器件的基板（接地端）。这可以显著改善散热，并且

PCB 设计必须采用导热焊盘、散热通孔和接地平面，以构成完整的散热子系统。LM25143 的外露焊盘直接焊接在

器件封装下方PCB 的接地铜层上，从而将热阻降至一个很小的值。

导热焊盘与内部和焊接面接地平面之间连接着多个直径为0.3mm 的过孔，这些过孔对帮助散热非常重要。在多层

PCB 设计中，通常会在功率元件下方的 PCB 层上放置一个实心接地平面。这不仅为功率级电流提供了一个平

面，而且还为发热器件提供了一个热传导路径。

MOSFET 的散热特性也非常重要。高侧 MOSFET 的漏极焊盘通常连接到 VIN 层来实现散热。低侧 MOSFET 的

漏极焊盘则连接到相应的SW 层，但SW 层的面积应保持尽可能小，以缓解EMI 问题。

12.1.5 接地平面设计

如前所述，建议使用一个或多个内部PCB 层作为实心接地平面。接地平面既为敏感电路和迹线提供屏蔽功能，也

为控制电流提供静态基准电位。使用外露焊盘下面的一组过孔将 PGND1 和 PGND2 引脚连接到系统接地平面。

另外将 PGND1 和 PGND2 引脚直接连接到输入和输出电容器的返回端子。PGND 网络包含开关频率下的噪声，

可能会因负载电流的变化而抖动。PGND1/2、VIN 和SW1/2 的电源迹线可以限制在接地平面的一侧。接地平面另

一侧的噪声则小得多，因此非常适合放置一些敏感的模拟迹线。

56

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12.2 布局示例

根据 LM5143-Q1EVM-2100 设计，图 12-2 展示了双路输出同步降压稳压器的单面布局。每个功率级均被 GND

焊盘几何形状包围以在需要时连接 EMI 屏蔽。该设计采用 PCB 的第 2 层作为顶层正下方的电源环路返回路径，

以构成约 2mm² 的小面积开关电源环路。这个环路面积也就是说寄生电感必须尽可能小，从而最大限度地减少

EMI 以及开关节点电压过冲和振铃。更多详细信息，请参阅LM5143-Q1EVM-2100 评估模块用户指南。

Copper island

connected to AGND pin

Locate the controller close to the power stage œ

keep gate drive traces short and direct

GND

VIN

Keep the VCC and

BOOT caps close to

their respective pins

GND pad

geometry for EMI

shield connection

EMI p-filter with

electroytic cap for

parallel admping

GND

Use paralleled 0603

input capacitors close

to the FETs for VIN to

PGND decoupling

VOUT

Optional jumper to connect VOUT1 and

VOUT2 for a 2-phase implementation

图12-2. PCB 顶层

如图12-3 中所示，一个通道的高频电源环路电流从MOSFET Q2 和Q4，再经过第 2 层上的电源接地平面，然后

通过 0603 陶瓷电容器 C16 至C19 流回至 VIN。垂直环路配置中沿相反流动的电流提供了场自相抵消效果，从而

减少了寄生电感。图12-4 中的侧视图展示了在多层 PCB 结构中构成自相抵消的薄型环路这一概念。图12-3 中所

示的第2 层（GND 平面层）在MOSFET 正下方提供了一个连接到Q2 源极端子的紧密耦合电流返回路径。

靠近每个高侧 MOSFET 的漏极并联四个具有 0402 或 0603 小型外壳尺寸的 10nF 输入电容器。小尺寸电容器的

低等效串联电感 (ESL) 和高自谐振频率 (SRF) 可以带来出色的高频性能。这些电容器的负端子通过多个直径为

12mil (0.3mm) 的过孔连接到第2 层（GND 平面），从而最大限度地减少寄生环路电感。

本布局示例中使用的额外步骤包括：

• 使从功率MOSFET 到电感器（对于每个通道）的SW 连接具有尽可能小的铜面积，从而减少辐射EMI。

• 将控制器靠近MOSFET 的栅极端子放置，使得栅极驱动器迹线布放得短且直接。

• 对于敏感模拟元件，在控制器附近形成一个模拟接地平面。AGND 的模拟接地平面与PGND1 和PGND2 的电

源接地平面都必须在IC –正下方单点连接至裸片连接焊盘(DAP)。

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Optional high-side FET

gate resistors

High-frequency switching current

loop with reduced effective area

Input Caps

(1210)

Place four paralleled 0603

capacitors close the drain of the

high-side FET and connect with

vias to the GND plane on layer 2

Optional low-side FET gate

resistor (typically not required)

G

S

High-side

FET

Low-side

FET

S

VIN

PGND

Keep the SW node copper

area as small as possible

SW

GND pad geometry for

EMI shield connection

Optional RC sense network for

inductor DCR current sensing

Inductor

Output

Caps (1210)

Shunt

VOUT

Shunt resistor for current sensing

with centrally located vias

Locate the output caps

close to the inductor

图12-3. 功率级元件布局

Tightly-coupled return path

minimizes power loop impedance

Cin1-4

Q2

Q1

SW

VIN

GND

L1

L2

0.15mm

L3

L4

0.3mm

vias

备注

更多详细信息，请参阅通过优化的功率级布局免费提高大电流直流/直流稳压器性能应用报告。

图12-4. 具有低L1-L2 层内间隔的PCB 堆叠原理图

58

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13 器件和文档支持

13.1 器件支持

13.1.1 第三方产品免责声明

TI 发布的与第三方产品或服务有关的信息，不能构成与此类产品或服务或保修的适用性有关的认可，不能构成此

类产品或服务单独或与任何TI 产品或服务一起的表示或认可。

13.1.2 开发支持

TI LM(2)514x 系列同步降压控制器具有 3.5V 至 100V 的输入工作电压范围（如表 13-1 所示），可为一系列应用

提供可扩展性和经优化的解决方案尺寸。该系列控制器可实现具有高密度、低EMI 和更高灵活性的直流/直流解决

方案。提供的 EMI 缓解功能包括双随机展频(DRSS) 或三角展频 (TRSS)、用于控制压摆率 (SR) 的栅极驱动器分

离输出和集成式有源EMI 滤波(AEF)。

表13-1. 同步降压直流/直流控制器系列

单通道或双

通道

直流/直流控制器

V_IN范围

减轻EMI

控制方法

栅极驱动电压

同步输出

LM25141

LM25143

LM25145

LM25148

LM25149

LM5141

LM5143

LM5145

LM5146

LM5148

LM5149

5V

3.8V 至42V

3.5V 至42V

6V 至42V

SR 控制，TRSS

单通道

双通道

单通道

双通道

单通道

峰值电流模式

电压模式

不适用

5V

90° 相移

180° 相移

不适用

7.5V

5V

不适用

DRSS

3.5V 至42V

3.8V 至65V

3.5V 至65V

6V 至75V

峰值电流模式

电压模式

5V

DRSS，AEF

5V

SR 控制，TRSS

SR 控制、TRSS

5V

90° 相移

180° 相移

7.5V

5V

不适用

5.5V 至100V

3.5V 至80V

电压模式

不适用

DRSS

峰值电流模式

5V

DRSS，AEF

相关开发支持，请参阅以下文档：

• LM25143 快速入门计算器

• LM25143 仿真模型

• TI 参考设计库

• WEBENCH^®设计中心

• 若要设计低EMI 电源，请查看TI 的全面EMI 培训系列

• TI 参考设计：

– 适用于数字驾驶舱处理单元的汽车宽输入电压(V_IN) 前端参考设计

• 技术文章：

– 直流/直流转换器的高密度PCB 布局

– 同步降压控制器解决方案支持提供宽V_IN性能和灵活性

– 如何使用压摆率进行EMI 控制

– 如何通过集成式有源EMI 滤波器降低EMI 并缩小电源尺寸

13.1.2.1 使用WEBENCH® 工具创建定制设计方案

点击此处以使用LM25143 器件与WEBENCH® Power Designer 创建定制设计方案。

1. 首先键入输入电压（V_IN）、输出电压（V_OUT）和输出电流（I_OUT）要求。

2. 使用优化器表盘优化该设计的关键参数，如效率、占用空间和成本。

3. 将生成的设计与德州仪器(TI) 其他可行的解决方案进行比较。

WEBENCH Power Designer 提供了定制原理图并罗列了实时价格和组件供货情况的物料清单。

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在多数情况下，可执行以下操作：

• 运行电气仿真，观察重要波形以及电路性能

• 运行热性能仿真，了解电路板热性能

• 将定制原理图和布局方案以常用CAD 格式导出

• 打印PDF 格式的设计报告并与同事共享

有关WEBENCH 工具的详细信息，请访问www.ti.com/WEBENCH。

13.2 文档支持

13.2.1 相关文档

请参阅如下相关文档：

• 用户指南：

– LM5143-Q1 同步降压控制器EVM

– LM5140-Q1 同步降压控制器高密度EVM

– LM5141-Q1 同步降压控制器EVM

– LM5146-Q1 EVM 用户指南

– LM5145 EVM 用户指南

• 应用报告：

– LM5143-Q1 同步降压控制器高密度四相设计

– AN-2162 轻松解决直流/直流转换器的传导EMI 问题

– 在汽车冷启动期间使用LM5140-Q1 双路同步降压控制器维持输出电压调节

• 技术简介：

– 通过将电感寄生效应降至最低来降低降压转换器EMI 和电压应力

– EMI 滤波器组件及其针对汽车直流/直流稳压器的非理想因素

• 白皮书：

– 电源的传导EMI 规格概述

– 电源的辐射EMI 规格概述

– 评估适用于成本驱动型严苛应用的宽V_IN、低EMI 同步降压电路

– 创新的电源EMI 抑制技术可缩短设计时间和提高成本效益

• 电子书：

– 有关直流/直流稳压器EMI 的工程师指南

13.2.1.1 PCB 布局资源

• 应用报告：

– 通过优化的功率级布局免费提高大电流直流/直流稳压器性能

– AN-1149 开关电源布局指南

– 使用LM4360x 和LM4600x 简化低辐射EMI 布局

• 研讨会：

– 构建电源- 布局注意事项

13.2.1.2 热设计资源

• 应用报告：

– AN-2020 热设计：学会洞察先机，不做事后诸葛

– AN-1520 外露焊盘封装实现最佳热阻性的电路板布局指南

– 半导体和IC 封装热指标

– 使用LM43603 和LM43602 简化热设计

– PowerPAD^™热增强型封装

– PowerPAD 速成

– 使用新的热指标

60

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13.3 接收文档更新通知

要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新进行注册，即可每周接收产品信息更

改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。

13.4 支持资源

TI E2E^™支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解

答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。

链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅

TI 的《使用条款》。

13.5 商标

NexFET^™and TI E2E^™are trademarks of Texas Instruments.

PowerPAD^™is a trademark of Texas Instruments.

WEBENCH^®is a registered trademark of Texas Instruments.

is a registered trademark of TI.

所有商标均为其各自所有者的财产。

13.6 Electrostatic Discharge Caution

This integrated circuit can be damaged by ESD. Texas Instruments recommends that all integrated circuits be handled

with appropriate precautions. Failure to observe proper handling and installation procedures can cause damage.

ESD damage can range from subtle performance degradation to complete device failure. Precision integrated circuits may

be more susceptible to damage because very small parametric changes could cause the device not to meet its published

specifications.

13.7 术语表

TI 术语表

本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。

14 机械、封装和可订购信息

以下页面显示机械、封装和可订购信息。这些信息是指定器件的最新可用数据。数据如有变更，恕不另行通知，

且不会对此文档进行修订。如需获取此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。

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PACKAGE OUTLINE

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

S

C

A

L

E

2

.

2

0

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

6.1

5.9

B

A

0.5

0.3

6.1

5.9

PIN 1 INDEX AREA

0.3

0.2

DETAIL

OPTIONAL TERMINAL

TYPICAL

C

1 MAX

SEATING PLANE

0.08 C

0.05

0.00

2X 4.5

(0.2) TYP

3.3 0.1

EXPOSED

THERMAL PAD

11

20

36X 0.5

10

21

2X

41

SYMM

4.5

1

30

SEE TERMINAL

DETAIL

0.3

0.2

40X

40

31

SYMM

0.1

C A

B

PIN 1 ID

(OPTIONAL)

0.5

0.3

40X

0.05

4226761/A 04/2021

NOTES:

1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing

per ASME Y14.5M.

2. This drawing is subject to change without notice.

3. The package thermal pad must be soldered to the printed circuit board for thermal and mechanical performance.

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EXAMPLE BOARD LAYOUT

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

(5.8)

3.3)

(

SEE SOLDER MASK

DETAIL

40

31

40X (0.6)

1

30

40X (0.25)

(

0.2) TYP

VIA

SYMM

41

(5.8)

(0.575)

(0.825)

36X (0.5)

21

10

(R0.05)

TYP

11

20

(0.575) TYP

(0.825)

SYMM

LAND PATTERN EXAMPLE

SCALE:15X

0.07 MAX

ALL AROUND

0.07 MIN

ALL AROUND

SOLDER MASK

OPENING

METAL

SOLDER MASK

OPENING

METAL UNDER

SOLDER MASK

NON SOLDER MASK

DEFINED

(PREFERRED)

SOLDER MASK

DEFINED

SOLDER MASK DETAILS

4226761/A 04/2021

NOTES: (continued)

4. This package is designed to be soldered to a thermal pad on the board. For more information, see Texas Instruments literature

number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).

5. Vias are optional depending on application, refer to device data sheet. If any vias are implemented, refer to their locations shown

on this view.

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LM25143

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EXAMPLE STENCIL DESIGN

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

SYMM

(1.15)

40

31

40X (0.6)

1

30

40X (0.25)

(1.15)

TYP

SYMM

41

(5.8)

36X (0.5)

(

0.95)

21

10

(R0.05) TYP

20

11

(5.8)

SOLDER PASTE EXAMPLE

BASED ON 0.125 mm THICK STENCIL

EXPOSED PAD 41:

78.25% PRINTED SOLDER COVERAGE BY AREA UNDER PACKAGE

SCALE:15X

4226761/A 04/2021

NOTES: (continued)

6. Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may oﬀer better paste release. IPC-7525 may have alternate

design recommendations.

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GENERIC PACKAGE VIEW

RHA 40

6 x 6, 0.5 mm pitch

VQFN - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

This image is a representation of the package family, actual package may vary.

Refer to the product data sheet for package details.

4225870/A

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PACKAGE OUTLINE

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

S

C

A

L

E

2

.

2

0

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

6.1

5.9

B

A

0.5

0.3

6.1

5.9

PIN 1 INDEX AREA

0.3

0.2

DETAIL

OPTIONAL TERMINAL

TYPICAL

C

1 MAX

SEATING PLANE

0.08 C

0.05

0.00

2X 4.5

(0.2) TYP

3.3 0.1

EXPOSED

THERMAL PAD

11

20

36X 0.5

10

21

2X

41

SYMM

4.5

1

30

SEE TERMINAL

DETAIL

0.3

0.2

40X

40

31

SYMM

0.1

C A

B

PIN 1 ID

(OPTIONAL)

0.5

0.3

40X

0.05

4226761/A 04/2021

NOTES:

1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing

per ASME Y14.5M.

2. This drawing is subject to change without notice.

3. The package thermal pad must be soldered to the printed circuit board for thermal and mechanical performance.

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EXAMPLE BOARD LAYOUT

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

(5.8)

3.3)

(

SEE SOLDER MASK

DETAIL

40

31

40X (0.6)

1

30

40X (0.25)

(

0.2) TYP

VIA

SYMM

41

(5.8)

(0.575)

(0.825)

36X (0.5)

21

10

(R0.05)

TYP

11

20

(0.575) TYP

(0.825)

SYMM

LAND PATTERN EXAMPLE

SCALE:15X

0.07 MAX

ALL AROUND

0.07 MIN

ALL AROUND

SOLDER MASK

OPENING

METAL

SOLDER MASK

OPENING

METAL UNDER

SOLDER MASK

NON SOLDER MASK

DEFINED

SOLDER MASK

DEFINED

(PREFERRED)

SOLDER MASK DETAILS

4226761/A 04/2021

NOTES: (continued)

4. This package is designed to be soldered to a thermal pad on the board. For more information, see Texas Instruments literature

number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).

5. Vias are optional depending on application, refer to device data sheet. If any vias are implemented, refer to their locations shown

on this view.

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EXAMPLE STENCIL DESIGN

RHA0040P

VQFN - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

SYMM

(1.15)

40

31

40X (0.6)

1

30

40X (0.25)

(1.15)

TYP

SYMM

41

(5.8)

36X (0.5)

(

0.95)

21

10

(R0.05) TYP

20

11

(5.8)

SOLDER PASTE EXAMPLE

BASED ON 0.125 mm THICK STENCIL

EXPOSED PAD 41:

78.25% PRINTED SOLDER COVERAGE BY AREA UNDER PACKAGE

SCALE:15X

4226761/A 04/2021

NOTES: (continued)

6. Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may offer better paste release. IPC-7525 may have alternate

design recommendations.

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重要声明和免责声明

TI“按原样”提供技术和可靠性数据（包括数据表）、设计资源（包括参考设计）、应用或其他设计建议、网络工具、安全信息和其他资源，

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型号：	LM25143
厂家：	TEXAS INSTRUMENTS
描述：	具有超低 IQ 的 3.5V 至 42V 双路输出、可堆叠、同步降压直流/直流控制器控制器
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LM25143 [TI]

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