LM5575MH [TI]
6V 至 75V、1.5A 宽输入电压降压稳压器 | PWP | 16 | -40 to 125;
| 型号： | LM5575MH |
| 厂家： | 
TEXAS INSTRUMENTS |
| 描述： | 6V 至 75V、1.5A 宽输入电压降压稳压器 | PWP | 16 | -40 to 125 开关 光电二极管 输出元件 稳压器 |
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LM5575
LM5575/LM5575Q SIMPLE SWITCHER® 75V, 1.5A Step-Down Switching Regulator
Literature Number: ZHCS526
2009年3月23日
LM5575/LM5575Q
®
SIMPLE SWITCHER 系列75V, 1.5A降压开关稳压器
一般说明
特性
■
LM5575是一款易于使用的SIMPLE SWITCHER®系列降压稳压
器，可帮助设计工程师利用最少的元器件设计和优化一款稳健的
电源。LM5575器件的输入电压范围为6 - 75V，通过内部集成的
330 mΩ N沟道MOSFET输出 1.5A的连续电流。稳压器利用了仿
真电流模式设计，可以提供内部线性调节和精确的负载瞬态响
应，易于回路补偿，且不存在电流模式稳压器低占空比的限制。
工作频率在50 kHz至500 kHz内可调，以实现尺寸和效率最优
化。为减少电磁干扰(EMI)，LM5575的频率同步引脚允许
LM(2)557X系列的多个集成电路(IC)自同步或与外部时钟同步。
LM5575通过逐周期限流、短路保护、热关断和远程关断等措施
保证其可靠性。器件提供功率增强型TSSOP-16封装，这种封装
有为散热设计的裸露式连接焊盘。WEBENCH® 在线设计工具提
供 LM5575 在线设计的支持。
LM5575Q是通过AEC-Q100 1级认证的汽车级产品(工作
结点温度范围−40℃至+ 150℃)。
集成式75V，330mΩ N沟道MOSFET
超宽输入电压范围6V至75V
可调输出电压低至1.225V
■
■
■
■
■
■
■
■
■
■
■
1.5%反馈参考精度
利用单个电阻实现工作频率在50kHz至500kHz内可调
主或从频率同步
可调软启动
仿真电流模式控制架构
宽带误差放大器
内置保护
根据要求可提供通过AEC-Q100 0级认证的汽车级产品数
据表。
(工作结点温度范围-40℃至+150℃)
封装
■
TSSOP-16EP(裸露焊盘)
应用领域
■
■
汽车
工业
应用原理简图
20208801
®
WEBENCH 是美国国家半导体的注册商标
本文是National Semiconductor英文版的译文，本公司不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何内容的准确性，请参考本公司提供的英
文版。
©2009 美国国家半导体
202088
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连线图
20208802
顶视图
16引脚TSSOP
订购信息
订购号
封装类型
NSC封装图
供货方式
Features
LM5575MH
裸露焊盘TSSOP-16
裸露焊盘TSSOP-16
MXA16A
MXA16A
92件，逐排分布
2500件，卷带包装
LM5575MHX
LM5575QMH
裸露焊盘TSSOP-16
裸露焊盘TSSOP-16
MXA16A
MXA16A
92件，逐排分布
AEC-Q100 Grade 1认证。
汽车级生产流程*
LM5575QMHX
2500件，卷带包装
*汽车级(Q)产品包括针对汽车市场的改进制造和支持过程，以及缺陷探测方法。
可靠性鉴定符合AEC-Q100标准中的要求和温度级别。汽车级产品用字母Q标识。如需了解详情，请访问http://www.national.com/automotive。
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2
引脚描述
引脚
名称
描述
应用信息
1
VCC
偏置稳压器输出
Vcc可跟踪高达9V的输入电压Vin。超过9V后，Vcc调节到
7V。需要一个0.1μF至1μF的陶瓷去耦电容。可以在这个引脚
施加一个外部电压(7.5V – 14V)以降低内部功耗。
2
SD
关断或欠压锁定输入
如果SD引脚的电压低于0.7V，稳压器处于低功率状态。如果
SD引脚的电压在0.7V至1.225V之间，稳压器处于待机模式。
如果SD引脚的电压高于1.225V，稳压器正常工作。外部分压
器可以用来设定一个线性欠压关断阈值。如果SD引脚悬空，
内部有一个5μA的上拉电流源配置稳压器，以使其正常工作。
3
4
Vin
输入供电电压
标称工作范围：6V至75V
SYNC
振荡器同步输入或输出
内部振荡器可以通过一个外部下拉器件与外部时钟同步。多个
LM5575器件可以通过SYNC引脚的互连实现同步。
5
6
7
8
COMP
FB
内部误差放大器输出
来自调节输出端的反馈信号
内部振荡频率设置输入端
斜坡控制信号
环路补偿网络应该连接在这个引脚和FB引脚之间。
这个引脚与内部误差放大器的反相输入端相连。调节阈值是
1.225V。
RT
内部振荡器通过连接在这个引脚和AGND引脚之间的一个电阻
进行设置。
RAMP
连接在这个引脚和AGND引脚之间的一个外部电容用于设定进
行电流模式控制的斜坡斜率。推荐电容范围50pF至2000pF。
9
AGND
模拟地
软启动
稳压器控制功能的内部参考
10
SS
一个外部电容器和一个内部10μA电流源可设定误差放大器参
考的上升时间常数。待机、VCC欠压锁定和热关断期间，SS引
脚保持低电平。
11
12
OUT
输出电压连接端
功率地
直接连接到稳压器输出电压
PGND
PRE开关和IS检测电阻的低端参考。
13
IS
电流检测
回流二极管的电流测量连接端在关断时间即将结束时，一个内
部检测电阻和一个采样/保持电路检测二极管电流。电流检测
提供了仿真电流斜坡的直流电平。
14
15
SW
开关节点
内部降压开关的源端子。SW引脚应该与外部肖特基二极管和
降压电感相连。
PRE
辅助自举电容进行预充电
在极低负载的情况下或者在LM5575使能之前输出提前充电的
应用场合中，这个开漏输出可与SW引脚连接，从而辅助自举
电容充电。一个内部预充MOSFET会在每个周期中降压开关的
导通时间间隔之前导通250ns。
3
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引脚
名称
描述
自举电容的升压输入
应用信息
16
BST
需要在BST和SW引脚之间连一个外部电容器。推荐使用一个
0.022μF的陶瓷电容器。在降压开关的关断时间内，这个电容
通过一个内部二极管从VCC充电。
NA
EP
裸露焊盘
器件下侧裸露的金属焊盘。为了辅助散热，推荐将这个焊盘连
接到PWB（印刷线路板）的接地层。
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4
BST至SW
OUT至GND
SYNC、SS、FB、RAMP至GND
ESD（静电放电）额定值（注释2）
人体模式
14V
最大绝对额定值 (注释1)
限制到Vin
7V
如果用于军用／航空专用设备，请向美国国家半导体销售办事处／
经销商咨询具体可用性和规格。
VIN至GND
BST至GND
PRE至GND
SW至GND (稳态)
BST至VCC
76V
90V
76V
-1.5V
76V
14V
2kV
储存温度范围
-65℃至+150℃
额定工作值 (注释1)
VIN
6V至75V
−40℃至+125℃
SD，VCC至GND
工作结点温度
电气特性 标准字体的规格对应于TJ = 25℃的情况，黑体字部分表示在整个工作结点温度范围内都适用。除非另有说明，否则
VIN = 48V，RT = 32.4 kΩ。 (注释3)
符号
启动稳压器
VccReg
参数
工作条件
最小值
典型值
最大值
单位
VCC稳压器输出
6.85
7.15
9
7.45
V
V
VCC LDO (低压降)模式拐点
VCC电流极限值
Vcc = 0V
25
mA
VCC供电
关断阈值
VCC欠压锁定阈值
VCC欠压迟滞
(VCC增大时)
5.03
5.35
0.35
3.7
5.67
V
V
偏置电流 (Iin)
关断电流 (Iin)
FB = 1.3V
SD = 0V
4.5
85
mA
µA
57
关断阈值
(SD引脚电压增大时)
(待机增大时)
0.47
1.17
0.7
0.1
0.9
V
V
关断迟滞
待机阈值
1.225
0.1
1.28
V
待机迟滞
V
SD上拉电流源
5
µA
开关特性
降压开关导通电阻Rds(on)
升压欠压锁定
330
4
660
mΩ
V
升压欠压锁定迟滞
0.56
70
V
预充开关导通电阻Rds(on)
预充开关导通时间
Ω
250
ns
电流限制
逐周期限流
RAMP = 0V
1.8
7
2.1
85
2.5
14
A
逐周期限流延迟
RAMP = 2.5V
ns
软启动
振荡器
SS电流源
10
µA
频率1
频率2
180
425
200
485
220
545
kHz
kHz
RT = 11kΩ
RT = 11kΩ
SYNC电源阻抗
SYNC吸入阻抗
SYNC阈值(下降时)
SYNC频率
11
110
1.3
kΩ
Ω
V
550
15
kHz
SYNC脉冲宽度最小值
ns
5
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符号
参数
工作条件
最小值
典型值
最大值
单位
斜坡发生器
斜坡电流1
斜坡电流2
Vin = 60V, Vout=10V
Vin = 10V, Vout=10V
467
36
550
50
633
64
µA
µA
PWM比较器
强制关断时间
416
500
80
575
ns
ns
V
最小导通时间
COMP到PWM比较器的偏移
0.7
误差放大器
反馈电压
Vfb = COMP
1.207
3
1.225
17
1.243
V
nA
FB引脚反馈偏置电流
直流增益
70
dB
COMP汇/源电流
单位增益带宽
mA
MHz
3
二极管传感电阻
DSENSE
83
mΩ
热关断
Tsd
热关断阈值
热关断迟滞
165
25
°C
°C
热阻
θJC
结到外壳
结到环境
14
50
°C/W
°C/W
θJA
注释1: 一旦超过最大绝对额定值，设备就将可能受到损坏。额定工作值是保证设备正常工作时的工作条件。关于规格保证和测试环境，请见电气特性。
注释2: 人体模型是一个通过1.5kΩ电阻向每个引脚放电的100pF电容器。
注释3: 最小限定值和最大限定值完全在25℃条件下测定。利用统计质量控制（SQC）方法确定超过工作温度时的临界值。这些极限值可用来计算国家平均出
厂质量水平（AOQL）。
典型性能特征
振荡频率与RT
振荡频率与温度
FOSC = 200kHz
RT (kΩ)
20208820
温度(℃)
20208821
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6
软启动电流与温度
VCC vs ICC
VIN = 12V
温度(℃)
ICC (mA)
20208822
20208823
VCC vs VIN
RL = 7 kΩ
误差放大器增益/相位
AVCL = 101
相位
斜坡下降
增益
斜坡上升
VIN (V)
频率 (Hz)
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20208825
测试板效率与IOUT和VIN
I
OUT (A)
20208826
7
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典型应用电路和框图
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8
Vin近似相等。对于高于9V的输入电压Vin，禁用低压降开关，
VCC稳压器使能，使VCC维持在7V左右。6V至75V的宽工作范
围是通过使用这个双模式稳压器实现的。
详细工作描述
LM5575开关稳压器提供以最少外部元器件实现高效高电压降压稳
压器的所有必要功能。这个易于使用的稳压器集成了一个输出电流
能力为1.5A的75V N沟道降压开关。稳压器控制方法基于利用仿真
电流斜坡的电流模式控制。峰值电流模式控制提供固有线性电压前
馈、逐周期限流和简单的环路补偿。使用仿真控制斜坡后降低了脉
冲宽度调制电路的噪声敏感度，保证了高输入电压场合所必需的极
小占空比的可靠处理。工作频率可通过用户编程在50kHz至500kHz
之间调节。振荡器同步引脚允许多个LM5575稳压器自同步或者与
一个外部时钟同步。输出电压可以低至1.225V。故障保护特性包括
限流、热关断和远程关断能力。器件提供TSSOP-16封装，这种封
装有为散热设计的裸露式焊盘。
Vcc稳压器的输出电流限制在25mA以内。一旦上电，稳压器就
作为源，使电流进入连接在VCC引脚上的电容器。当VCC引脚的
电压超过5.35V的VCC欠压锁定阈值且SD引脚的电压大于1.225V
时，输出开关使能，软启动开始。输出开关保持使能，直到VCC
降到5V以下或者SD引脚电压降到1.125V以下。
辅助供电电压可以施加到VCC引脚以降低集成电路功耗。如果辅
助电压大于7.3V，内部稳压器将关断，从而降低集成电路能量消
耗。VCC稳压器系列传输晶体管包含一个位于VCC和Vin之间且在
正常工作时不应该前向偏置的二极管。所以辅助VCC电压绝不能
超过Vin电压。
LM5575的功能框图和典型应用如图1所示。LM5575可以应用于
很多场合，能高效降低未经调节的高输入电压。该器件非常适合
电信、工业和汽车的电源总线电压范围。
在高电压应用场合，需要格外注意保证VIN引脚的电压不超过绝
对最大电压额定值76V。在线性或负载瞬态中，在Vin线上自振
且超过绝对最大额定值的电压可能损坏集成电路。仔细布线PC
板，靠近VIN和GND引脚的位置使用高质量旁路电容，这两者
都很重要。
高电压启动稳压器
LM5575有一个双模式内部高压启动稳压器，可为PWM控制器和
自举MOSFET栅极驱动器提供VCC偏置电源。输入引脚(VIN)直
接与高达75V的输入电压相连。对于低于9V的输入电压，使用一
个低压降开关直接连接VCC和Vin。在这个供电范围内，VCC与
内部使能信号
20208804
图2: Vin和VCC时序
9
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关断/待机
LM5575包含一个双电平关断(SD)电路。当SD引脚的电压低于
0.7V时，稳压器处于低电流关断模式。当SD引脚的电压在0.7V
至1.225V之间时，稳压器处于待机模式。在待机模式中VCC稳
压器激活，但输出开关不能工作。当SD引脚的电压高于1.225V
时，输出开关使能，开始正常工作。如果SD引脚悬空，一个内
部5μA的上拉电流源会配置稳压器使其正常工作。
可使用从VIN引脚到GND引脚的一个外部设定点分压器设置稳
压器的工作输入电压。分压器的设计必须保证当Vin在目标工作
范围内时，SD引脚的电压大于1.225V。在计算外部设定点分压
器时，必须考虑内部5μA上拉电流源。关断和待机阈值都包含了
0.1V的迟滞。使用一个1kΩ的电阻和一个8V的齐纳钳制实现SD
引脚的内部钳制。加在SD引脚上的电压绝不能超过14V。如果
SD引脚的电压超过8V，偏置电流将以1 mA/V的速率增长。
SD引脚同样可用于执行多种远程使能/禁用功能。将SD引脚电压
下拉到低于0.7V的阈值会使控制器完全不能工作。如果SD引脚的
电压高于1.225V，稳压器正常工作。
多达5个器件
20208806
图4:来自多器件的同步
振荡器和同步能力
多个LM5575器件可以通过SYNC引脚的互连实现同步。在此配
置中所有器件都会与频率最高的器件同步。图5给出了LM5575
的SYNC输入/输出特性。内部振荡器电路通过一个强下拉/弱上
拉反相器驱动SYNC引脚。当SYNC引脚被内部振荡器或外部时
钟拉低时，振荡器的斜坡周期就终止并开始新的振荡周期。所
以，如果若干个LM5575集成电路的SYNC引脚连到一起，具有
最高内部时钟频率的集成电路将首先拉低所有相连的SYNC引
脚，终止其他集成电路的振荡器斜坡周期。具有最高时钟频率
的LM5575就作为主控器件，控制所有振荡器频率偏低器件的
开关频率。
LM5575振荡器频率通过连接在RT引脚和AGND引脚之间的单个外
部电阻来设置。电阻RT应该非常靠近器件，直接连接在集成电路的
引脚(RT和AGND)上。为设定所需的振荡器频率(F)，必须确定的RT
阻值可以利用下式计算：
SYNC引脚可用来使内部振荡器与外部时钟同步。外部时钟频率必
须大于由RT电阻设置的自然频率。推荐使用具有开漏输出的时钟电
路作为外部时钟与SYNC引脚的接口。时钟脉冲持续时间应该大于
15ns。
20208805
图3:来自外部时钟的同步
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死区时间
单稳态
20208807
图5:简化的振荡器框图和SYNC输入/输出电路
误差放大器和PWM比较器
斜坡发生器
内部高增益的误差放大器产生一个与调整输出电压和内部精确参考
在脉冲宽度调制中用于电流模式控制的斜坡信号通常直接从降压
开关电流得到。开关电流对应输出电感电流的正斜率部分。利用
这个信号作为PWM斜坡信号，简化了单极点响应的控制环路传
递函数，同时提供了固有输入电压前馈补偿。用这个降压开关电
流信号进行PWM控制的缺点在于它具有较大的前沿尖峰，这是
由电路寄生现象引起的，必须滤除或消隐。同样，电流测量可能
引入显著的传播延迟。滤波、消隐时间和传播延迟会限制最小可
得脉冲宽度。在输入电压相比输出电压较大的应用场合，要实现
稳压就有必要控制小脉冲宽度和占空比。LM5575利用独特的斜
坡发生器，它实际上并不测量降压开关电流而是重建这个信号。
重建或仿真电感电流为PWM比较器提供了一个斜坡信号，这个
信号没有前沿尖峰、测量或者滤波延迟。电流重建由两部分组
成:一个采样/保持直流电平和一个仿真电流斜坡。
电压(1.225V)之差成比例的误差信号。误差放大器的输出连接在
COMP引脚，允许用户使用如
所示的环路补偿器件，通常是II型
图1
网络。这个网络产生一个直流极点、一个零点和一个噪声抑制高频
极点。PWM比较器比较来自RAMP发生器的仿真电流检测信号和误
差放大器在COMP引脚的输出电压。
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采样和保持直流电平
20208808
图6:电流检测信号的构成
图6 所示的采样/保持直流电平是通过测量回流肖特基二极管的阳
极电流得到的。回流二极管的阳极应该与IS引脚相连。二极管电
流流过一个内部的电流传感电阻，它位于IS和PGND引脚之间。
在降压开关下一个导通间隙即将开始之前，检测电阻的电平执行
采样并保持。二极管电流的检测、采样和保持提供了重建电流信
号的直流电平。正斜率的电感电流斜坡由一个连接在RAMP和
AGND引脚之间的外部电容和一个内部电压控制的电流源来仿真。
仿真电感电流的斜坡电流源是Vin和Vout的函数，表达式如下：
征。给电流检测信号加一个固定斜率的电压斜坡(斜率补偿)可防
止这种振荡。仿真电流源提供的50μA失调电流为斜坡信号增加
了一段固定斜率。在一些高输出电压、大占空比的应用中，需要
附加额外的斜率。在这些应用中，可能需要在VCC和RAMP引脚
之间增加一个上拉电阻来增加斜坡斜率补偿。
对于VOUT > 7.5V的情况：
计算最佳斜率电流，IOS = VOUT x 10 μA/V。
例如当VOUT = 10V时，IOS = 100 μA。
在VCC和RAMP引脚之间加一个电阻：
IRAMP = (10µ x (Vin – Vout)) + 50 μA
RRAMP = VCC／（IOS - 50 μA）
RAMP电容的正确选择取决于所选输出电感的值。电容的值CRAMP
可以利用下式计算:CRAMP = L x 10-5，其中L是输出电感的值，
以亨利为单位。确定这个值后，仿真电流斜坡的比例因子就大体等
于直流电平采样和保持的比例因子(1.0 V/A)。CRAMP电容应该放在
非常靠近器件的位置，且直接与集成电路的引脚（RAMP和AGND）
相连。
当占空比大于50 %时，峰值电流模式控制电路将会产生次谐波振
荡。次谐波振荡通常以在开关节点处观察到的交替宽窄脉冲为特
20208845
图7:RRAMP和VCC图示（VOUT > 7.5V时）
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12
电流设定值为10μA的内部软启动电流源会逐步提升连接到SS引
脚的一个外部软启动电容器的电压。软启动电容电压与误差放大
器的参考输入端相连。利用外部电路可限制或钳制SS引脚的电
平，根据这一点，可以应用不同的时序和跟踪机制。
一旦检测到错误(温度过高、VCC欠压锁定、关断)，软启动电容器
就会放电。当错误状态不再存在时，新的软启动序列便会开始。
最大占空比/输入压差
每个周期都会施加500ns的强制关断时间，以保证有足够的时间来
采样二极管电流。这个强制关断时间限制了降压开关的最大占空
比。最大占空比会随着工作频率的不同而不同。
DMAX = 1 - Fs x 500ns
升压引脚
其中FS是振荡器频率。限制最大占空比会提升输入压降。输入压降
LM5575集成了一个N沟道降压开关和相关的悬空高电平移位/栅
极驱动器。栅极驱动器电路与内部二极管和外部自举电容协同工
作。推荐在在BST引脚和SW引脚之间连接一个走线较短的0.022μF
陶瓷电容。在降压开关关断时间内，SW引脚的电压大约为-0.5V，
自举电容器通过内部自举二极管从VCC放电。当工作在高PWM占
空比时，降压开关在每个500ns的周期内会被强制关断，以保证
自举电容能重新充电。
是保证输出电压调节所需的最低输入电压。输入压降的估计式是：
ns
其中VD是回流二极管的压降。工作在高开关频率会提升保证调节所
需的最小输入电压。
当负载很小或输出电压预先充电时，SW引脚的电压在降压开关关
断时间内不会保持低电平。如果电感电流降到零且SW引脚电压提
高，那么自举电容将无法得到足够的电压使降压开关栅极驱动器
正常工作。在这些应用中，PRE引脚可以与SW引脚相连为自举电
容器预先充电。内部预充电MOSFET以及PRE和PGND之间的二极
管，在每个周期内会导通250ns，正好在新开关周期开始之前。
如果SW引脚电压为正常的负电平(连续传导模式)，就不会有电流
流过预充电MOSFET/二极管。
电流限制
LM5575包含独特的电流检测机制，可以进行控制和过流保护。当设
置正确时，仿真电流信号就提供了一个与降压开关信号成比例且比例
因子为1.0V/A的信号。这个仿真斜坡信号加在限流比较器上。如果这
个仿真斜坡信号超过2.1V(2.1A)，目前的电流周期就会终止(逐周期限
流)。在低输出电感和高输入电压的应用场合中，由于电流比较器的传
播延迟，开关电流可能会过冲。如果发生电流过冲现象，二极管电流
采样电路就会在降压开关的关断时间内检测出过大的电导电流。如果
采样/保持电路的直流电平超过2.1V的电流极限阈值，降压开关就会
被关断，并且使脉冲发生跳跃，直到二极管电流采样电路检测到电感
电流衰减到电流极限阈值以下。这个方法可以防止由于传播延迟或电
感饱和而引起的电流失控状态，因为电感电流在任何电流过大的情况
下都会被强制衰减。
热保护
内部热关断电路在超过最大结点温度的情况下保护集成电路。当
激活时，典型温度为165℃，控制器被强制处于低功率复位状态，
输出驱动器和偏执稳压器都不能工作。这个特性可以在意外过热
的情况下避免灾难性后果。
软启动
软启动特性使稳压器可以逐步到达初始稳态工作点，从而降低启动
应力和浪涌。
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所选电感(见表1)饱和电流额定值的保守值为3.25A。厂家给出的
饱和额定值定义是20℃时电感降低30%所需的电流。
应用信息
外部器件
以下设计示例说明了计算外部元器件的过程。这个设计的物料清单
列在表1中。图1中的电路按如下规格配置:
C3 (CRAMP
)
选择电感值后，仿真斜坡电路所需的C3(CRAMP)电容值为:
•
•
•
•
•
VOUT = 5V
VIN = 7V至75V
FS = 300kHz
CRAMP = L x 10-5
最小负载电流 (对CCM)= 200mA
最大负载电流 = 1.5A
其中L的单位为亨利
L1值为47μH，推荐C3选值为470pF。
R3 (RT)
C9, C10
RT设定振荡器开关频率。通常，频率越高的应用场合RT的值会越
小，但是损耗越大。本例中选择300kHz的工作频率，在小尺寸和
高效率之间实现了合理的平衡。开关频率为300kHz的条件下，RT
的计算如下：
输出电容C9和C10使电感纹波电流平滑，也为瞬态负载响应提供
电荷源。此设计选择了一个10 μF的陶瓷电容和一个120μF AL有
机电容。陶瓷电容可提供超低ESR（等效串联电阻）以降低输出
纹波电压和噪声尖峰，而 AL 电容器则可在小空间内为瞬态负载
提供大容量电容。输出电压纹波估计公式为:
为RT选择最接近的标准阻值。
L1
这个电感值由工作频率、负载电流、纹波电流、最小和最大输入电
D1
压(VIN(min)，VIN(max))共同决定。
所有的LM5575应用都需要使用肖特基回流二极管。不推荐使用
超快二极管，否则可能会由于反向恢复电流瞬态而损坏集成电
路。对于LM5575在高输入电压和低输出电压场合的应用，近乎
理想的反向恢复特性和低前向压降是尤为重要的二极管特性。反
向恢复特性决定了每个周期中当降压开关导通时电流浪涌的持续
时间。对于每个周期的开关导通时间内降压二极管的瞬时峰值功
率，肖特基二极管的反向恢复特性可使其最小化。使用肖特基二
极管时，引起的降压开关损耗会显著降低。反向击穿额定值应该
参照最大输入电压VIN进行选择，而且还应增加一定的安全裕度。
前向压降对于转换效率有重要影响，尤其是低输出电压的应用场
合。不同厂家的二极管"额定"电流相差很大。最坏的情形是假设
短路负载的状况。这种情况下二极管几乎持续承载输出电流。对
于LM5575，这个电流可高达 2.1A（典型值）。假设一种最坏的
情况，二极管有1V的压降，那么最大的二极管功耗可高达 2.1W。
对于这个参考设计，选择一个 SMC 封装的100V肖特基二极管。
20208810
图8:电感电流波形
为保证电路工作在连续传导模式(CCM)，最大的纹波电流IRIPPLE
该小于两倍的最小负载电流，或者峰-峰值为0.4A。利用这个纹波电
流值，电感(L1)由下式计算：
应
C1, C2
在开关频率处，稳压器供电电压具有较大的电源阻抗。必须用高
质量输入电容来限制VIN引脚处的纹波电压，同时在导通期间提
供大部分开关电流。当降压开关导通时，注入VIN引脚的电流先
逐步升到电感电流波形的较低峰值处，再爬坡到峰值，然后在关
断时回落到零。在导通期间，注入VIN引脚的平均电流就是负载
电流。输入电容应该与均方根额定电流和最小波纹电相匹配。
I
RMS> IOUT/2较为准确地估计了所需的纹波电流额定值。应该为输
入滤波器选择低ESR的高质量陶瓷电容。为了容许电容公差和电压
效应，将使用两个1.0 μF，100V的陶瓷电容。
如果预计在LM5575的最大额定值附近会出现阶跃输入电压瞬态，
则应该对器件VIN引脚处的自振和可能的尖峰进行仔细评估。在这
些情况下可能需要一个额外的阻尼网络或者输入电压钳制。
该步骤为选择电感L的值提供了指导。使用最接近的标准值(47μH)。
L1必须针对峰值电流(IPK+)确定额定值以防止饱和。在正常负载情况
下，电流峰值是最大负载电流和最大纹波的和。在过载情况下，峰值
电流被限制在 2.1A的标称值(最大值为 2.5A)。
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14
C8
R7, C11
VCC引脚处的电容为VCC稳压器滤除噪声，保证稳定性。推荐电容
C8的值不小于0.1μF，而且应该选择高质量、低ESR的陶瓷电容。
此设计选择了0.47μF的陶瓷电容。
经过功率二极管的缓冲网络降低了每个开关节点处的自振和尖
峰。过大的自振和尖峰会导致非正常工作，并将尖峰和噪声耦合
到输出。超过LM5575或者回流二极管额定值的电压尖峰会损坏
这些器件。最好通过经验方法选择缓冲网络的值。首先，保证缓
冲连接的引脚长度非常小。对于LM5575的典型电流值，选择5至
20Ω的电阻即可。增大缓冲电容会使阻尼更大，但损耗也更大。
为C11选择在高负载情况下可给SW引脚波形提供足够大阻尼的最
小电容值。
C7
BST和SW引脚之间的自举电容器提供了在导通状态下为降压开关栅
极充电的栅极电流。推荐C7值为0.022μF，而且应该选择高质量、
低ESR的陶瓷电容。
C4
R4, C5, C6
SS引脚处的电压决定了软启动时间，也就是参考电压和输出电压达
到最终调整值的时间。时间由下式确定：
这些元器件配置误差放大器增益特性，以达到稳定的整体环路增
益。电流控制模式的一个优势是它可以只通过两个反馈元件R4和
C5就可以关闭环路。整体环路增益是调制器增益和误差放大器增
益的乘积。LM5575的直流调制器增益如下：
μA
DC Gain(MOD)= Gm(MOD)x RLOAD = 1 x RLOAD
此应用中选择C4的值为0.01μF，对应1 ms的软启动时间。
调制器的主要低频极值点由负载电阻(RLOAD)和输出电容(COUT
)
决定。这个极点的转折频率为：
R5, R6
R5和R6确定输出电平，二者比例通过下式确定：
fp(MOD) = 1/(2π RLOAD COUT
)
R5/R6 = (VOUT/1.225V)- 1
当RLOAD = 5Ω，COUT = 130μF时，fp(MOD)= 245Hz
DC Gain(MOD)= 1 x 5 = 14dB
图9
的设计示例，测得的调制器增益与频率特性如
对于
图1
所示。
对于5V输出，R5/R6的值为3.082。电阻应该从标准阻值中选
择，最好先从1.0 kΩ - 10 kΩ之间开始选择。R5为5.11 kΩ，R6
为1.65 kΩ。
参考电平
/格
R1, R2, C12
分压器可以连接到SD引脚，为稳压器设置最小工作电压Vin(min)
。
如果需要这个特性，选择分压电阻的最简单方法是先选择R1的值
(推荐在10kΩ 至100kΩ之间)，然后利用下式计算R2：
增益
相位
电容器C12为分压器进行滤波。SD引脚的电压绝不能超过8V，当
使用外部设定点分压器时，有必要将SD引脚钳在高输入电压状态。
参考设计利用了LM5575的整个电压变化范围(6V至75V)；所以
这些元器件可以忽略。SD引脚开路，一旦VCC欠压锁定阈值满足，
LM5575就会发生响应。
起始
终止
20208815
图9:调制器的增益和相位
LOAD = 5Ω，COUT = 130μF
R
元件R4和C5给误差放大器提供II型配置，它有一个直流极点，在
fZ = 1/（2πR4C5）处有一个零点。
15
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误差放大器零点抵消了调制器零点，只在环路增益的交越频率处
留一个单极点响应。交越频率处的单极点响应会产生一个90°相
位裕度的稳定环路。
参考电平
/格
在此设计示例中，目标环路带宽(交越频率)选为15kHz。补偿网
络的零点(fZ)应该至少比目标交越频率小一个数量级。这就限制
了R4和C5的乘积，保证想要的补偿网络零点1/(2π R4 C5)小于
2 kHz。增大R4的同时按比例减小C5，将增大误差放大器增益。
相反，减小R4的同时按比例增大C5，将减小误差放大器增益。在
此设计例子中，C5为0.01μF，R4为49.9kΩ。这些值使补偿网络
零点在320 Hz处。频率高于fZ时，误差放大器增益为：R4/R5，
大约是10(20dB)。
增益
相位
参考电平
/格
起始
终止
相位
20208817
图11:整体环路增益和相位
增益
如果有网络分析仪，则可以测量调制器增益和配置放大器增益以
获得想要的环路传递函数。如果没有网络分析仪，则可按照所给
指南来设计误差放大器补偿元件。阶跃负载瞬态测试可用来核实
可接受的性能。阶跃负载目标是阻尼响应的最小超越量。可在补
偿网络中增加C6以降低误差放大器的噪声敏感度。C6的值必须
足够小，因为增加这个电容器会增加一个误差放大器传递函数极
值点。这个极值点必须大于环路交越频率。增加C6后带来的新极
值点频率可估计为：fp2 = fZ x C5/C6。
起始
终止
降低偏置功耗
20208816
为了集成电路偏置，工作在高输入电压的降压稳压器会带来相当
大的功耗。VCC稳压器必须将输入电压VIN降至7V的VCC标称水
平。VCC稳压器上的大压降会在其内部产生很大的功耗。有一些
图10:误差放大器增益和相位
整体环路增益可预估为调制器增益和误差放大器增益之和(单位为
dB)。
图12 图13
方法可以显著降低偏置稳压器功耗。
和
显示了两种从输
出电压偏置集成电路的方法。每种情况下都是由内部VCC稳压器
来初始偏置VCC引脚。输出电压确定后，VCC引脚的电势提升到
7V标称调节电平以上，从而使内部VCC稳压器不能工作。加在
VCC引脚上的电压绝不能超过14V。VCC电压绝不能大于VIN
压。
电
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16
20208818
图12:当8V < VOUT < 14V时，来自VOUT的VCC偏置
20208819
图13:输出电感有附加绕组的VCC偏置
17
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PCB布线和热性能考虑因素
影响LM5575功耗的最显著因素是输出电流、输入电压和工作频
率。工作在最大输出电流和最大输入电压附近时的功耗可能相当
明显。LM5575评估板的工作频率设计为300kHz。当输出电流为
1.5A、输入电压为70V时，LM5575稳压器的功耗大约是 1.25W。
LM5575结到环境的热阻因应用场合而异。最显著的影响因素有
PC板上的覆铜面积、集成电路裸露焊盘下的散热通孔数量以及强
制风冷性能。考虑到评估板的美观，LM5575下方的区域(元件面)
用铜覆盖，5个接孔连到焊接侧接地层。增加更多孔时，可忽略集
成电路下面附加孔的值。集成电路裸露焊盘和PC板之间的焊接质
量非常重要。过多的焊接空隙会严重降低散热性能。LM5575安
装在评估板上，结到环境热阻变化很大：从没有空气流动时的
50℃/W到900 LFM(每分钟的直线英尺数)时的28℃/W。环境温
度为25℃且没有空气流动时，预计LM5575的结点温度是25 +
(50 x 1.25) = 88℃。如果评估板较长时间工作在 1.5A电流、70V
输入电压及环境温度高的条件下，集成电路内部的热关断保护机
制可能会启动。集成电路将关闭，以使结冷却，然后软启动电容
置零后重启。
图1 所示电路既是LM5575的原理框图，又是典型的应用图。在降
压稳压器中有两个环路，这两个环路中的电流交换非常快。第一
个环路始于输入电容，依次经过稳压器VIN引脚、SW引脚、电感，
最后到负载。第二个始于输出电容地，依次经过稳压器PGND引
脚、IS引脚、二极管阳极、电感，最后到负载。最小化这个回路
的面积会降低漏电感，使噪声影响和错误运行的可能性都降到最
低。推荐用PCB的接地层连接输入滤波电容和输出滤波电容以及
稳压器的PGND引脚。直接将所有的低功率地接点(CSS、RT、
CRAMP)连接到稳压器AGND引脚。顶层覆铜区域覆盖器件整个下
侧，可通过它将AGND和PGND引脚连接在一起。在芯片下侧覆
铜区域设置若干通向接地层的散热孔。
功耗最大的两个器件是回流二极管和LM5575稳压器集成电路。
确定LM5575功耗的最简单方法是先测量出整体转换损耗(Pin –
Pout)，然后减去肖特基二极管、输出电感和缓冲电阻的功耗。
肖特基二极管损耗估计式为P =（1-D）x Iout x Vfwd。输出电感
2
功率的估计式为P = IOUT x R x 1.1，其中R是电感的直流电阻，
因子1.1是对交流损耗的估计。如果使用缓冲器，阻尼电阻功耗的
估计式为P = Vin2 x FSW x Csnub，其中FSW是开关频率，Csnub
是缓冲电容。稳压器使用一个裸露式热焊盘来辅助散热。在这个
器件下增加若干个散热通孔并连接至接地层，可显著降低稳压器
结点温度。选择有裸露焊盘的二极管有助于二极管散热。
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18
表1:5V，1.5A演示板的物料清单
项目
部件编号
C3225X7R2A105M
描述
电容器，陶瓷，TDK
电容器，陶瓷，TDK
电容器，陶瓷，KEMET
电容器，陶瓷，TDK
电容器，陶瓷，TDK
未使用
电容器，陶瓷，TDK
电容器，陶瓷，TDK
电容器，陶瓷，TDK
电容器，AL，松下
电容器，陶瓷，KEMET
未使用
值
1µ, 100V
C
C
C
C
C
C
C
C
C
C
C
C
D
L
1
2
3
4
5
6
7
8
9
C3225X7R2A105M
C0805A471K1GAC
C2012X7R2A103K
C2012X7R2A103K
开路
1µ, 100V
470p, 100V
0.01µ, 100V
0.01µ, 100V
C2012X7R2A223K
C2012X7R1C474M
C3225X7R1C106M
APXE6R3ARA121ME61G
C0805C331G1GAC
开路
0.022µ, 100V
0.47µ, 16V
10µ, 16V
10
11
12
1
120µ, 6.3V
330p, 100V
CMSH3-100
二极管，100V，CENTRAL
电感，铜
1
DR125-470
47µH
R
R
R
R
R
R
R
U
1
开路
开路
未使用
未使用
电阻
2
3
CRCW08052102F
CRCW08054992F
CRCW08055111F
CRCW08051651F
CRCW2512100J
LM5575
21kΩ
4
电阻
49.9kΩ
5.11kΩ
1.65kΩ
10, 1W
5
电阻
6
电阻
7
电阻
1
稳压器，美国国家半导体
19
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PCB布线
20208829
元件面
20208830
焊接面
20208831
丝印层
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20
物理尺寸: (除非另作说明) 英寸 (毫米)
中心线
中心线
所有脚尖
底部的裸露PAD
推荐接触面图
引脚1编号
上面和下面
R 0.09 最小值
规平面
见局部详图A
底座面
1.1(典型
最大值)
局部详图A
典型
典型值
所有脚尖
尺寸以mm为单位
16引脚TSSOP封装
NS封装号MXA16A
21
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注释
欲了解有关美国国家半导体的产品和验证设计工具的更多信息，请访问以下站点：
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产品
设计支持工具
www.national.com/webench
放大器
音频
www.national.com/amplifiers
www.national.com/audio
www.national.com/timing
www.national.com/adc
www.national.com/interface
www.national.com/lvds
www.national.com/power
www.national.com/switchers
www.national.com/ldo
WEBENCH® 设计工具
应用注解
www.national.com/appnotes
www.national.com/refdesigns
www.national.com/samples
www.national.com/evalboards
www.national.com/packaging
www.national.com/quality/green
www.national.com/contacts
www.national.com/quality
www.national.com/feedback
www.national.com/easy
时钟及定时
数据转换器
接口
参考设计
索取样片
评估板
LVDS
封装
电源管理
关
绿色公约
开
稳压器
分销商
LDOs
质量及可靠性
反馈及支持
简易设计步骤
解决方案
LED 照明
www.national.com/led
电压参考
www.national.com/vref
www.national.com/powerwise
www.national.com/sdi
PowerWise® 解决方案
串行数字接口 (SDI)
温度传感器
www.national.com/solutions
www.national.com/milaero
www.national.com/solarmagic
www.national.com/AU
军事／宇航
www.national.com/tempsensors SolarMagic™
PowerWise®设计大学
无线通信解决方案(PLL/VCO) www.national.com/wireless
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害。
生命支持策略
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部件使用。特此说明：
生命支持设备或系统指：(a)打算通过外科手术移植到体内的生命支持设备或系统；(b)支持或维持生命的设备或系统，其在依
关
照使用说明书正确使用时，有理由认为其失效会造成用户严重伤害。 键部件是在生命支持设备或系统中，有理由认为其失效会造
成生命支持设备或系统失效，或影响生命支持设备或系统的安全性或效力的任何部件。
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