FAN104WMX [ONSEMI]
高频率初级侧调节 PWM 控制器;
ONSEMI 
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FAN104W
高频原边反馈（PSR）PWM 控制器
特性
说明
该高度集成的 PWM 控制器 FAN104W 具备多种功能，
可增强低功率反激转换器的性能。FAN104W 专有的拓扑
结构简化了电池充电器应用中的电路设计。与常规设计或
线性变压器相比，这样的充电器具有更低的成本、更加小
型化，也更加轻便。
.
.
.
.
.
.
功率低于 30mW，达到能源之星的 5 星级别
专有的 500V 高压 JFET 启动，减少了启动电阻功耗
在突发模式下的低工作电流：600 µA
恒压 (CV) 和恒流 (CC) 控制（不带次级反馈电路）
绿色模式：线性降低 PWM 频率
为了尽量降低待机功耗，专有绿色模式功能提供了关断时
间调制，可在轻载条件下线性降低 PWM 频率。绿色模式
有助于电源达到节电要求。
PWM 频率为 85 kHz，通过抖频解决电磁干扰 (EMI)
问题
通过使用 FAN104W，充电器可以用极少的外部元件和最
低的成本来实现。输出恒压/恒流特征包络线如图 1 所
示。
.
.
.
.
.
.
更低 AC 输入电压时的临界导通模式 (BCM) 运行
恒压模式下的电缆补偿
逐周期限流
应用
栅极输出最大电压箝位在 14V
提供 VDD 欠压锁定 (UVLO) 功能
内置保护：
.
.
智能手机电池充电器、 平板电脑、 PDA、数码相
机。
替换线性变压器和 RCC SMPS 的最佳选择
输出短路保护
输出过压保护 (VSOVP)，带闩锁模式
Before Cable Compensation
After Cable Compensation
VO
VDD 过压保护 (VDD OVP)
Maximum
Minimum
CS 引脚单个故障保护
VS 引脚单个故障保护
过温保护 (OTP)，带闩锁模式
.
SOIC 封装
IO
图 1. 典型输出 V-I 特征
订购信息
器件编号
工作温度范围
封装
包装方法
8 引脚，小外形集成电路 (SOIC)，JEDEC
MS-012，150 英寸窄型
FAN104WMX
-40C 至 +105C
卷带和卷盘
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1
应用框图
CSN2
RSN2
LF1
+
DR
Bridge
RSN1
CSN2
Np
Ns
Co1
Vo
CDL1
CDL2
-
Vac
RStart
DSN1
RGate
MOSFET
RFuse
RCG
FAN104W
Rcs
8 HV
GATE 2
CS 1
VDD
VS 5
NC
7
DVDD
4 COMR
6 GND
3
RVS1
Na
CCOMR
RCOMR
CVDD
CVS
RVS2
图 2.
典型应用
内部框图
HV
8
Latch Mode
OTP
2.5V
23V
S
Q
VSOVP
Vde-latch
R
Q
VDD OVP
Auto
Recovery
CS protection
VS PIN Protection
Soft Driver
2
GATE
S
R
Q
Q
14V
VDD
3
6
4
VRESET
Max.
OnTime
OSC
0.65V
5V
…
1
CS
LEB
11V
Pattern
Generator
GND
Peak Detect
Vcs,pk
CS Protection
0.2V
VRESET
S
EA_I
TS
Slope
Compensation
Tdis
Constant Current
Regulation
2.5V
Cable
Compensation
COMR
CC H/L Line
Compensation
2.5V
EA_V
S
VSOVP
Vsah
Linear Predict
5
VS
3.45V
0.2V
Constant Voltage
Regulation
VS PIN Protection
Vsah= Output voltage feedback signal
图 3. 功能框图
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2
标识信息
F：飞兆公司标志
Z：工厂编码
X：一位数字年份代码
Y：一位数字周代码
TT：两位数字模具运行代码
T：封装类型 (M=SOP)
M：制造流程编码
ZXYTT
FAN104
WTM
图 4.
顶标
引脚布局
FAN104W
CS
HV
1
2
3
4
8
7
6
5
GATE
VDD
NC
GND
VS
COMR
图 5. 引脚布局
引脚定义
引脚号
名称
CS
说明
电流检测。该引脚连接一个电流检测电阻器，用于检测在恒压 (CV) 调节中进行峰值电流模式控
制的 MOSFET 电流，并在恒流调节中进行输出电流调节。
1
2
3
栅极
VDD
PWM 信号输出。此引脚采用内部图腾柱输出驱动器，用于驱动功率 MOSFET。
电源。集成电路工作电流和 MOSFET 驱动电流通过此引脚提供。该引脚连接至外部 VDD 电容
器。启动和关断的阈值电压分别为 16V 和 5V。工作电流低于 3.5mA。
电缆补偿。在该引脚和 GND 引脚之间连接电容和电阻，用于补偿恒压调节中因输出电缆损耗
而导致的电压降。
4
5
COMR
VS
电压检测。该引脚检测输出电压信息和放电时间，以便进行恒压 (CV) 和恒流 (CC) 调节。该引
脚连接一个来自变压器辅助绕组的分压电阻。
6
7
8
GND
NC
接地
未连接
HV
高压。该引脚连接至大容量电容器，用于高压启动。
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3
绝对最大额定值
应力超过绝对最大额定值，可能会损坏器件。在超出推荐的工作条件的情况下，该器件可能无法正常工作，所以不建议
让器件在这些条件下长期工作。此外，过度暴露在高于推荐的工作条件下，会影响器件的可靠性。绝对最大额定值仅是
应力规格值。
符号
VHV
参数
最小值 最大值
单位
V
HV 引脚输入电压
直流电源电压(1,2)
VS 引脚输入电压
CS 引脚输入电压
电压误差放大器输出电压
HV 引脚输入电压
功率耗散 (TA ＜ 50°C)
热阻（结到空气）
热阻（结到外壳）
工作结温
500
30
VVDD
VVS
V
-0.3
-0.3
-0.3
7.0
7.0
V
VCS
V
VCOMR
VHV
7.0
V
500
660
127
27
V
PD
mW
°C/W
°C/W
°C
R
θ
JA
JC
R
θ
TJ
TSTG
TL
150
150
260
存储温度范围
-55
°C
引脚温度（焊接，10 秒）
°C
人体放电模型，
JEDEC：JESD22_A114
6
2
3)
（HV 引脚除外）(
ESD
静电放电能力
kV
器件充电模型，
JEDEC：JESD22_C101
3)
（HV 引脚除外）(
注意：
1. 若压力超过绝对最大额定值中所列的数值，可能会给器件造成不可修复的损坏。
2. 测得的所有电压，除差模电压之外，都以 GND 引脚为参考点。
3. 静电放电 (ESD) 额定值，包括 HV 引脚：HBM=1 kV, CDM=1.25 kV。
推荐工作条件
推荐的工作条件表定义了器件的真实工作条件。指定推荐的工作条件，以确保器件的最佳性能达到数据表中的规格。
飞兆半导体建议不要超过推荐工作条件，也不能按照绝对最大额定值进行设计。
符号
参数
最小值 最大值
单位
TA
工作环境温度
-40
105
°C
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4
电气特征
除非另有说明，VDD= 15V 且 TA= 25°C。
符号
VDD
参数
条件
最小值 典型值 最大值 单位
VOP
连续工作电压(4)
导通阈值电压
21
16
V
V
V
V
VDD-ON
15
17
VDD-OFF 关断阈值电压
4.5
5.0
4.2
5.5
VDD-HV-ON HV JFET 导通阀值电压(4)
VDD-
DELATCH
去闩锁阀值电压(4)
2.5
3.5
V
VDD=15 V, VCS=4 V,
VVS=2.6 V, VCOMR=4 V
IDD-OP
IDD-ST
工作电流
启动电流
2.5
4.5
100
700
mA
µA
µA
VDD=VDD-ON – 0.16 V
VDD=8.5 V, VCS=4 V,
VVS=2.5 V, VCOMR=0V
IDD-GREEN 绿色模式工作电流
500
600
VDD=0 VVDD-OVP
,
VDD-OVP
V
DD 过压保护电平
VCS=0.25 V, VVS=0.4 V,
VCOMR=0 V
21.5
50
23.0
100
24.5
150
V
tD-VDDOVP
V
DD过压保护延迟时间(4)
VDD = 20 V30 V, VCS=0 V
µs
HV 部分
VHV-MIN HV 引脚的最小启动电压(4)
50
5
V
IHV
来自 HV 引脚的电源电流
VAC=90 V (VDC=100 V)
1
3
mA
HV=500 V, VDDVDD-
ONVDD-OFF +1V
IHV-LC
启动后的漏电流
1.25
3.00
µA
振荡器部分
VDD=15 V, VCS=4 V,
VVS=2.5 V, VCOMR=3.5 V
中心频率
频率
80
85
90
fOSC
kHz
抖频范围
±2
±3
±4
tFHR
抖频周期(4)
2
3
4
ms
VDD=15 V, VCS=4 V,
VVS=2.5 V, VCOMR=0 V
fOSC-N-MIN 恒压 (CV) 模式下空载时的最小频率
fOSC-CC-MIN 恒流 (CC) 模式下的最小频率(5)
1.1
39
6
1.2
44
10
1.3
49
14
kHz
VDD=15 V, VCS=4 V,
VVS=0 V, VCOMR=3.5 V
kHz
kHz
临界导通模式 (BCM) 运行的最小频
率
VDD=15 V, VCS=0 V,
VVS=0 V, VCOMR=4 V
fOSC-BCM
VDD= 10V 或 25V、
VCS= 4V、VVS= 2.5V、
VCOMR= 3.5V
fDV
频率变化与 VDD 偏差的关系(4)
2
%
fOSC-T
频率变化与温度偏差的关系(4)
-12
12
%
VDD=15 V, TA=-40°C~125°C
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5
电气特征 (接上页)
除非另有说明，VDD= 15V 且 TA= 25°C。
符号
参数
条件
最小值 典型值 最大值 单位
电压检测
VCS= 4V、VVS= 0V 时，
测量 IVS
ITC
偏置电流
9
10
11
µA
IVS-UVP
掉电保护电流(4)
250
0.55
0.75
1.45
0.2
µA
V
VVS-CM-MIN ZCD 无法检测保护之 VS 阀值电压(4)
VVS-CM-MAX ZCD 无法检测保护之 VS 阀值电压(4)
tVS-BLANK ZCD 消隐时间
V
1.10
3.30
1.80
3.60
µs
V
VVS-OFFSET ZCD 关断阀值(4)
VVSOVP VS 过压保护
3.45
3
V
TVSOVP
VS 过压保护延迟时间(4)
周期
电流检测
VCOMR= 4V、VVS= 0.9V 时，
栅极关断之前的 CS 引脚输
入斜波
VSTH
限流的阈值电压
0.60
0.25
0.65
0.70
0.35
V
VCOMR= 4V、VVS= 0V 时，栅
极关断之前的 CS 引脚输入
斜波
当 ZCD 无法检测时电流限制阀值电
压
VSTH-VA
tLEB
0.30
150
V
CS 前沿消隐时间
VCOMR=4V
ns
电压误差放大器
VCS= 4V、VDD= 16V26V
时，测量 VCOMR
VVR
参考电压
2.475
2.380
2.500
2.430
2.525
2.480
V
V
VCS= 0.463V、VVS= 4V、
VDD= 26 V10V 时，测量
VCOMR
VCCR
用于恒流模式调节的变化测试电压
VCS= 4V、fS1= fOSC-2kHz、
VCOMR= 3.5V 时，调整 VVS
VSN-CC
VSG-CC
SG-CC
恒流模式中开始降频的 VS 采样电压
恒流模式下结束降频的 VS 采样电压
恒流模式下的降频斜率
2.2
0.4
16
2.3
0.8
28
2.4
1.1
46
V
VCS= 4V、fS2= fOSC+ 2kHz
VCOMR= 3.5V 时，调整 VVS
V
KHz/V
V
SG-CC=(fS1-fS2) /
(VSN-CC-VSG-CC
)
VCS= 4V、VVS= 2.5V 时，
调整 VCOMR
VSN-CV
恒压模式下的降频开始电压
2.5
0.3
2.9
0.5
3.3
0.7
VCS= 4V、VVS= 2.5V 时，
调整 VCOMR
VSG-CV
SG-CV
恒压模式下的降频结束电压
恒压模式下的降频斜率
V
25
36
47
kHz/V
ns
tON-MIN-H 恒压模式下的高线电压最小导通时间 VVS=0.9 V, VCS=0.25 V
tON-MIN-L 恒压模式下的低线电压最小导通时间
370
0.75
1.05
400
0.90
1.20
430
1.05
1.35
µs
tON-MIN-SAT 恒压模式下的低线电压最小导通时间
µs
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电气特征 (接上页)
除非另有说明，VDD= 15V 且 TA= 25°C。
符号
参数
条件
最小值 典型值 最大值 单位
电缆补偿
用于电缆补偿的 COMR 引脚变化测
试电压
VCS= 4V、VVS= 4V 时，测量
VCOMR
VCOMR
1.00
13
1.15
15
1.30
V
栅极
VDD=15 V, VCS=0 V,
VVS=0 V, VCOMR=4 V
tON-MAX
最大导通时间
18
µs
VOL
VOH
输出电压低电平(4)
输出电压高电平(4)
VDD=20 V
1.5
V
V
VDD=0 V18 V8 V
VDD=5.5 V
5
4
VOH-MIN 输出电压高电平(4)
V
tPD
tr
GATE 输出传播延迟
栅极输出上升时间
栅极输出下降时间
VDD=7.5 V
100
100
50
150
150
75
200
200
100
15.5
ns
ns
ns
V
VD=15 V, CLoad=1 nF
VDD=15 V, CLoad=1 nF
VDD=2V
tf
VCLAMP 输出箝位电压
12.5
14.0
过温保护 (OTP)
TOTP
OTP 阈值温度(4)(6)
150
oC
oC
TOTP-HYS 重启结温(4)(6)
120
注意：
4. 设计保证，未经测试。
5. 当电源单元进入 BCM 运行模式时，出现 fOSC-CC-MIN
6. OTP 和 VSOVP 保护为闩锁模式。
。
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7
典型性能特征
5,6
5,4
5,2
5
17,4
17
16,6
16,2
15,8
15,4
15
4,8
4,6
4,4
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 6.
VDD 导通阀值电压 (VDD-ON) 与温度的关系
图 7. VDD 关断阀值电压 (VDD-OFF) 与温度的关系
4
650
3,9
630
610
590
570
550
3,8
3,7
3,6
3,5
3,4
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 8. 工作电流 (IDD-OP) 与温度的关系
图 9. 突发模式工作电流 (IDD-GREEN) 与温度的关系
50
48
46
44
42
40
38
18
17
16
15
14
13
12
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 10. CC 调节最小频率 (fOSC-CC-MIN) 与温度的关系
图 11. 最大栅极导通时间 (tON-MAX) 与温度的关系
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8
典型性能特征 （接上页）
15,8
15,4
15
3,51
3,48
3,45
3,42
3,39
3,36
3,33
14,6
14,2
13,8
13,4
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 12. 栅极输出箝位电压 (VCLAMP) 与温度的关系
图 13. VS 过压保护 (VVS-OVP) 与温度的关系
2,52
2,48
2,44
2,4
2,55
2,53
2,51
2,49
2,47
2,45
2,36
2,32
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 14. CS 参考电压 (VVR) 与温度的关系
图 15. 恒流调节中 CS 引脚变化电压 (VCCR) 与温度的关系
2,36
2,34
2,32
2,3
0,9
0,86
0,82
0,78
0,74
0,7
2,28
2,26
2,24
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 16. 恒流调节中降频开始电压 (VSN-CC) 与温度的关系
图 17. 恒流调节中降频结束电压 (VSG-CC)
与温度的关系
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9
典型性能特征 （接上页）
0,8
0,75
0,7
0,36
0,34
0,32
0,3
0,65
0,6
0,28
0,26
0,24
0,55
0,5
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 18. 电流限制阀值电压 (VSTH) 与温度的关系
图 19. 功率模式下电流限制阀值电压 (VSTH-VA
)
与温度的关系
460
440
420
400
380
360
340
0,36
0,34
0,32
0,3
0,28
0,26
0,24
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
-40 -30 -15
0
25
50
75
85 100 125
Tempeature (°C)
Tempeature (°C)
图 20. 最小导通时间 (tON-MIN-H) 与温度的关系
图 21. VS前沿消隐时间 (tVS-BLANK) 与温度的关系
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10
功能说明
给出电流检测电阻时，输出电流可编程如下：
基本恒压/恒流控制原理
1.25 NP
1
图 22 显示原边反馈 (PSR) 反激式转换器的基本电路图，
其典型波形如图 23 所示。通常，原边反馈 (PSR) 首选不
连续导通模式 (DCM) 或临界导通模式 (BCM) 运行，因为
它可实现更好的输出调节。DCM/BCM 反激式转换器的
工作原理如下所示：
Io
(2)
K
NS RCS
其中 K 指 IC 的设计参数，为 10.5。
在两个误差电压 COMV 和 COMI 中，较小的电压确定占
空比。在恒压调节期间，COMV 确定占空比，而 COMI
饱和至高电平。在恒流调节期间，COMI 确定占空比，而
COMV 饱和至高电平。
在 MOSFET 导通期间 (tON)，输入电压 (VDL) 被施加到初
级端电感 (Lm) 两端。然后，MOSFET 电流 (IDS) 由零至峰
值 (Ipk) 呈线性上升。在此期间，电能从输入获取并存储
在电感中。
Dsec
NP
NS
VDL
+
MOSFET 关断时，电感器中存储的电能会迫使次级二极
管 (Dsec) 导通。当二极管导通时，输出电压 (Vo) 以及二
极 管 正 向 压 降 (VF) 被 施 加 到 次 级 端 电 感 器 两 端
RSN1
CSN1
Co
Vo
CDL
-
DSN1
RGate
2
(LmNs2/Np ) 并且二极管电流 (ID) 从峰值 (IpkNp/Ns) 至零
GATE
CS
MOSFET
呈线性下降。电感放电时间 (tDIS) 结束时，存储在电感器
中的所有能量都已传递至输出。
CC
Estimator
EAI
RCG
RCS
NA
COMI
PWM
Control
Block
VREF
CS
当二极管电流达到零时，变压器辅助绕组电压 (VAux) 开
始因初级端电感 (Lm) 与 MOSFET 上加载的有效电容之
间的谐振而振荡。对于 BCM 运行来说，此阶段不存在。
VAux
COMV
VS
RVS1
EAV
CV
Estimator
CVS
RVS2
在电感电流放电期间，输出电压与二极管正向压降之和反
射到辅助绕，即 (Vo+VF) NAux/Ns。由于二极管正向压降
随着电流的减小而减小，辅助绕组电压在二极管导通时间
结束时最能反映输出电压，此时二极管电流减小至零。通
过在二极管导通时间结束时对绕组电压进行采样，可以获
得输出电压信息。用于输出电压调节 (EAV) 的内部误差
放大器将采样得到的电压与内部精确参考值进行比较，生
成误差电压 (COMV)，该值可确定 MOSFET 在恒压模式
下的占空比。
图 22. 简化的 PSR 反激式转换器电路
IDS (MOSFET Drain-to-Source Current)
IPK
ID (Diode Current)
NP
IPK
同时，输出电流可以通过求取开关周期内三角形二极管电
流的平均值获得，计算公式如下：
NS
Io ID AVG
1
2
NP TDIS
IO ID AVG
IPK
(1)
NS TS
VS (VS pin Voltage)
FAN104W 内 部 电 路 通 过 峰 值 检 测 电 路 来 确 定 漏 极
电流的峰值，并利用电感放电时间 (tDIS) 和开关周期 (tS)
计算输出电流。将此输出信息 (EAI) 与内部精确参考值进
行比较，生成误差电压 (COMI)，该值确定 MOSFET
在 恒 流 模 式 下 的 占 空 比 。 借 助 飞 兆 半 导 体 公 司 的
TRUECURRENT® 技术，恒定电流输出可得到精确控
制。
N
RVS 2
VO
A
EAV
NS RVS1 RVS 2
NA
RVS 2
VF
NS RVS1 RVS 2
TON
TDIS
TS
图 23. DCM 反激转换器波形
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BCM 运行功能
VSG-CV (0.5V)
VSN-CV (2.9V)
VO
COMV
FAN104W 使 BCM 运行具有更高的转换效率和低待机功
率设计裕量。BCM 延迟 MOSFET 的下一个导通周期，
直到获得 VS 引脚上的放电时间 (tDIS) ，如图 24 所示。
获得放电时间 (tDIS) 之后，为了利用 BCM，FAN104W
会在其开关周期 10% 的时间内禁止下一个开关周期导
通。在图 24 中，第一个开关周期在其原始开关周期的
90% 之前获得放电时间 (tDIS) ，因此，下一周期的导通瞬
间由其原始开关周期确定，而不会受到放电时间 (tDIS) 点
的影响。第二个转换周期不会在其原始开关时间结束之前
获得放电时间 (tDIS) 点。因此，获得放电时间 (tDIS) 点之
后，第三个开关周期导通，时间延迟为其原始开关周期的
10%。BCM 允许的最小开关频率为 10 kHz (fOSC-BCM)。
如果直到 100μs (10 kHz) 的最大开关周期结束时还未给
出放电时间点，转换器可能会进入 CCM 运行模式，从而
失去输出调节。
3.2kHz
82kHz
IO
图 25. 频率随着 COMV 降低
fS(kHz)
85kHz
83kHz
IDS (MOSFET Drain-to-Source Current)
ID (Diode Current)
3.2kHz
1.2kHz
COMV
VSG-CV
(0.5V)
VSN-CV
(2.9V)
VS
(VS Pin Voltage)
图 26. 恒压模式下的降频曲线
恒流模式下的降频
恒流模式下，二极管电流放电时间 (tDIS) 随输出电压降低
而增大。FAN104W 在输出电压降低时减小开关频率，如
图 27 所示。FAN104W 通过 VS 的采样保持电压 (EAV)
（取之于先前开关周期二极管电流放电时间的 70%）间
接监控输出电压。图 28 显示频率如何随 VO采样保持电
压 (EAV) 下降而减小。
90% of Original ts
Original ts
90% of Original ts
Original ts
10% of Original ts
Extended ts
图 24. BCM 运行功能波形
VO
EAV
恒压模式下的绿色模式运行
FAN104W 将电压调节误差放大器输出 (COMV) 用作输
出负载指示器，并调制 PWM 频率。开关频率随着负载的
减少而减小。在重载条件下，开关频率固定为 85 kHz。
一旦 COMV 降至约 2.9V 以下，PWM 频率就会从
85 kHz 呈线性下降。FAN104W 进入“深度”绿色模式时，
PWM 频率会降至最小频率 (fOSC-N-MIN) 1.2 kHz，从而实
现节能，满足国际节能要求。
82kHz
44kHz
VSN-CC
(2.3V)
VSG-CC
(0.8V)
IO
图 27. 频率随着 EAV 降低
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12
工作电流
fS(kHz)
FAN104W 的工作电流低至 3 mA。低工作电流可获得更
高的效率，并降低 VDD 保持电容的要求。FAN104W 进入
“深度”绿色模式后，工作电流下降至 600µA，有助于电源
满足节电要求。
85kHz
83kHz
高压启动
46kHz
44kHz
图 30 显示 FAN104W 应用的高压启动电路。HV 引脚通
过电阻 RStart （推荐阻值为 100kΩ）连接至线电压或大容
量电容器。启动期间，内部启动电路被使能。同时，线路
EAV
VSG-CC
(0.8V)
VSN-CC
(2.3V)
输入提供电流 IHV，通过 RStart 对保持电容器 CVDD
充
电。当 VDD 电压达到 VDD-ON 时，内部启动电路被禁用，
阻止 IHV 流入 HV 引脚。IC 导通后，在 PWM 开始开关之
前，CVDD 是提供 IC 消耗电流的唯一电能来源。因此，
CVDD 必须足够大，以便在功率从辅助绕组输出之前阻止
图 28. 恒流模式下的降频曲线
抖频
通过抖频实现电磁干扰 (EMI) 降低，抖频将能量分布在比
EMI 测试设备测得的带宽更宽的频率范围内，从而符合
EMI 限制要求。FAN104W 内部抖频电路在 82 kHz 和
88 kHz 之间逐渐改变开关频率，周期 tFHR 为 3ms。
VDD 降至 VDD-OFF 。VDD 电容容差很重要，选择 CDD 时应
加以考虑。建议在 VDD 和 GND 引脚之间连接一个 22μF
的电容器，以确保系统在宽工作温度范围内的稳定性。
VDL
Gate Signal
RSN1
CSN2
Np
CDL
fosc
RStart
DSN1
fOSC-3kHz
RGate
MOSFET
fOSC+3kHz
RCG
fs
FAN104W
Rcs
88kHz
85kHz
82kHz
8 HV
GATE 2
CS 1
4 COMR VDD 3
5 GND
VS 5
NC
7
DVDD
CVDD
t
tFHR
图 29. 抖频
图 30. HV 启动电路
斜率补偿
保护
电流检测电阻器两端的检测电压用于电流模式控制和逐脉
冲限流。在每个开关周期中，向电流检测信息中添加斜率
为正的同步斜坡信号，从而提高电流模式控制的抗噪能
力。
FAN104W 自保护功能包括 VDD 过压保护 (VDD OVP)、过
温保护 (OTP)、VS 过压保护 (VSOVP)、CS 引脚短路保
护、输入低电压保护和 VS 引脚低端电阻器开路/短路保
护以及高侧电阻器开路保护。VDD OVP、输入低电压保
护、VS 引脚低侧电阻 短路保护、VS 引脚高侧开路保护
和 CS 引脚短路保护在自重启模式下实现。VSOVP、
VS 引脚低侧电阻 开路保护和内部 OTP 在闩锁模式下实
现。
电缆压降补偿
对于手机充电器应用，电池位于电缆末端，这通常导致实
际电池电压有几个百分点的压降。FAN104W 具有内置电
缆压降补偿功能，能够在恒压模式下整个负载范围内，在
电缆末端提供恒定的输出电压。随着负载增大，通过增加
电压调节误差放大器的基准电压来补偿电缆两端的压降。
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13
AC Disconnected
Power On
Vds
当自动重启模式保护功能触发后，开关过程终止，
MOSFET 保持关断，导致 VDD 开始下降。当 VDD 达到
5V 的 VDD 关断电压时，保护功能被重置，内部启动电路
被使能，而来自 HV 引脚的电源电流对保持电容器充电。
当 VDD 达到导通电压 16V 时，恢复正常运行。通过这种
方式，自动重启模式交替使能和禁用 MOSFET 的开关过
程，直至解除异常状况，如图 31 所示。
Power
On Again
VDD
Protection
Triggered
VDD-ON
当闩锁模式保护功能触发时，PWM 开关过程终止并且
MOSFET 保持关断，导致 VDD 开始下降。当 VDD 降至 5V
的 VDD 关断电压时，内部启动电路被使能，不会重置保
护功能，来自 HV 引脚的电源电流对保持电容器充电。由
于保护功能没有被重置，即使当 VDD 达到 16V 的导通电
压时，IC 也不会恢复 PWM 开关过程，导致 HV 启动电
路被禁用。然后，VDD 再次降至 5V。通过这种方式，闩
锁模式保护功能交替使能和禁用 VDD，直到 DC 支撑电容
器中不再有电能。当 VDD 降至 2.5V 时，保护功能被重
置，这仅在电源从交流线路中拔出之后才允许进行，如图
32 所示。
Protection
Reset
VDD-OFF
VDD-LH
Operating Current
IDD-OP
IDD-ST
图 32. 闩锁模式运行
前沿消隐时间 （LEB）
Power On
VDS
每次功率 MOSFET 导通时，检测电阻上都会出现一个导
通尖峰信号 。为了避免开关脉冲提前终止，内置了
150ns 的前沿消隐时间。因此，可以不需添加传统的 RC
滤波。此次消隐期间，限流比较器被禁用，它无法关断栅
极驱动器。
Fault
occurs
VDD
抗噪性
VDD-OVP
电流检测或控制信号噪声可能导致较大的脉宽抖动，尤其
是在连续导通模式下。尽管斜率补偿有助于缓解这些问
题，仍需采取更多预防措施。应当遵循良好的布置和布局
惯例。避免较长的 PCB 引线和元件引线，建议将补偿和
滤波元件放置在 FAN104W 附近并增大功率 MOS 栅极
电阻。
VDD-ON
Fault
removed
VDD-OFF
Operating Current
IDD-OP
IDD-ST
图 31. 自动重启模式运行
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14
物理尺寸
5.00
4.80
A
0.65
3.81
8
5
B
1.75
6.20
5.80
4.00
3.80
5.60
1
4
PIN ONE
INDICATOR
1.27
1.27
(0.33)
M
0.25
C B A
LAND PATTERN RECOMMENDATION
SEE DETAIL A
0.25
0.10
0.25
0.19
C
1.75 MAX
0.10
C
0.51
0.33
OPTION A - BEVEL EDGE
0.50
0.25
x 45°
R0.10
R0.10
GAGE PLANE
OPTION B - NO BEVEL EDGE
0.36
NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED
8°
0°
0.90
A) THIS PACKAGE CONFORMS TO JEDEC
MS-012, VARIATION AA, ISSUE C,
B) ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS.
C) DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD
FLASH OR BURRS.
SEATING PLANE
(1.04)
0.406
D) LANDPATTERN STANDARD: SOIC127P600X175-8M.
E) DRAWING FILENAME: M08AREV13
DETAIL A
SCALE: 2:1
图 33. 8 引脚，SOIC，JEDEC MS-012，150" 窄型
封装图纸是作为一项服务而提供给考虑选用飞兆半导体产品的客户。具体参数可能会有变化，且不会做出相应通知。请注意图纸上的
版本和/或日期，并联系飞兆半导体代表核实或获得最新版本。封装规格并不超出飞兆公司全球范围内的条款与条件，尤其指保修，保
修涵盖飞兆半导体的全部产品。
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15
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