FAN302ULMY [ONSEMI]
初级侧调节 PWM 控制器;
| 型号： | FAN302ULMY |
| 厂家： | 
ONSEMI |
| 描述： | 初级侧调节 PWM 控制器 控制器 光电二极管 |
| 文件： | 总21页 (文件大小：1662K) |
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2013 年 11 月
FAN302UL
PWM控制器，用于低待机功耗电池充电器应用 —
mWSaver™ 技术
特性
说明
先进的 PWM 控制器 FAN302UL 显著简化了输出端进行
恒流 (CC) 调节的隔离电源设计。输出电流使用变压器初
级端的信息精确估计，并使用内部补偿电路控制，不仅仅
消除了输出电流感测损失，还消除了外部 CC 控制电路。
在间歇模式下，具有极低工作电流 (200 µA) 的绿色模式
功能会最大化轻载效率，因此能与世界范围内待机模式效
率指导准则一致。
.
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mWSaver™ 技术提供最佳待机功耗
达到 <10 mW，远低于能源之星 5 星级 (<30 mW)。
专有 500 V 高压 JFET 启动减少启动电阻损耗
间歇模式下的低工作电流：350 µA 最大
恒定电流 (CC) 控制，无次级端反馈电路
固定 PWM 频率，140 kHz，带抖频以减少 EMI
高压启动
集成保护包括双级别逐脉冲限流、过压保护 (OVP)、欠
压保护和过温保护 (OTP)。
低工作电流：3.5 mA
与在次级端使用外部控制电路来进行 CC 调节的传统方法
相比，FAN302UL 既可减少总成本、元件数量、尺寸和
重量，同时又能提高效率、生产率和系统可靠性。
带斜率补偿的峰值电流模式控制
逐周期限流
最大值
典型值
最低
VO
V
DD 过压保护（自动重启）
VS 过压保护（闩锁模式）
DD 欠压锁定 (UVLO)
V
栅极输出最大电压箝位在 15 V
固定的过温保护（闩锁模式）
在 8 引线 SOIC 封装中可用
应用
IO
适用于手机、无绳电话、PDA、数码相和电动工具的电
池充电器 替代线性变压器和 RCC SMPS。
图 1.
典型输出 V-I 特性
订购信息
器件编号
工作温度范围
封装
包装方法
8-引脚，小尺寸集成电路 (SOIC)，JEDEC MS-
012，.150-英寸窄体
FAN302ULMY
-40C 到 +105C
卷带和卷盘
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应用框图
图 2. 典型应用
内部框图
图 3. 功能框图
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2
标识信息
飞
F- 兆徽
标
码
Z: 装配工厂代
编码
X: 年份
编码
Y: 周
圆编码
TT: 晶
T: M=SOP
绿
P: Y= 色封装
图 4. 顶标
引脚布局
图 5. 引脚配置
引脚定义
引脚号
1
名称
说明
电流检测。此引脚连接了一个电流检测电阻来检测 MOSFET 电流，为输出调节进行峰值电流模
式控制。电流感测信息也用于估算 CC 调节的输出电流。
CS
PWM 信号输出。此引脚有内部图腾柱输出驱动器，以驱动功率 MOSFET。它被内部钳位在
15 V。
2
栅极
3
4
5
VDD
VS
电源。IC 工作电流和 MOSFET 驱动电流均通过此引脚供应。此引脚一般连接到外部 VDD 电容。
电压检测。此引脚通过辅助绕组的电压，检测输出电压信息以及二极管电流放电时间。
接地
GND
反馈。通常，光电耦合器连接到此引脚，以便给内部 PWM 比较器提供反馈信息。此反馈用于控
制恒压调节中的占空比。
6
FB
7
8
NC
HV
未连接
高压。此引脚连接到直流母线，以便进行高压启动。
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3
绝对最大额定值
应力超过绝对最大额定值，可能会损坏器件。在超出推荐的工作条件的情况下，该器件可能无法正常工作，所以不建议
让器件在这些条件下长期工作。此外，过度暴露在高于推荐的工作条件下，会影响器件的可靠性。绝对最大额定值仅是
应力规格值。
符号
参数
最小值
最大值
单位
VHV
VVDD
VVS
VCS
VFB
PD
HV引脚输入电压
直流电源电压(1,2)
VS 引脚输入电压
CS 引脚输入电压
FB引脚输入电压
功耗 (TA=25C)
热阻（结到空气）
热阻（结到外壳）
工作结温
500
30
V
V
-0.3
-0.3
-0.3
7.0
V
7.0
V
7.0
V
660
150
39
mW
C/W
C/W
C
θJA
θJC
TJ
-40
-55
+150
+150
+260
TSTG
TL
存储温度范围
C
引脚温度（波峰焊或 IR，10 秒）
C
人体放电模型，
JEDEC:JESD22_A114
(HV引脚除外)(3)
5.0
1.5
ESD
静电放电能力
kV
元件充电模型，
JEDEC:JESD22_C101
(HV引脚除外)(3)
注意：
1. 测得的所有电压，除差模电压之外，都参照 GND 引脚。
2. 若压力超过绝对最大额定值中所列的数值，可能会给器件造成不可修复的损坏。
3. ESD 额定值，包括 HV 引脚：HBM=500 V, CDM=750 V。
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4
电气特性
VDD=15 V 且 TA=25C，除非另有说明。
符号
参数
条件
最小值 典型值 最大值 单位
HV部分
VHV-MIN HV 引脚上的最小启动电压
IHV 源自 HV 引脚的供电电流
50
V
VHV=100 V，VDD=0 V，
受控关断
0.8
1.5
0.8
5.0
mA
VHV=500 V，VDD=15 V
（辅助电源上的控制器）
IHV-LC 源自 HV 引脚的泄漏电流
3.0
μA
VDD 部分
VDD-ON 导通阈值电压
VDD-OFF 关断阈值电压
V
V
V
DD 上升
DD 下降
DD 下降
15
16
5.0
17
V
V
4.7
5.3
VDD-LH
释放闭锁的阈值电压
2.50
400
3.5
V
IDD-ST 启动电流
VDD=VDD-ON – 0.16 V
VDD=18 V, f=fOSC, CL=1 nF
VDD=8 V, CL=1 nF
450
4.0
μA
mA
μA
V
IDD-OP 工作电源电流
IDD-BURST 间歇模式工作供电电流
200
26.5
100
350
28.0
180
VDD-OVP
VDD 过压保护水平
25.0
135
tD-VDDOVP
VDD 过电压保护延迟时间
f=140 kHz
μs
振荡器部分
中央频率
抖频范围
VCS=5 V, VS=2.5, VFB=5 V
140
±5
145
fOSC
频率
kHz
连续导通模式 (CCM) 防止电路的最小频率(4)
17
40
22
27
50
kHz
kHz
fOSC-CM-MIN
fOSC-CCM (CC) 调节中的最小频率
VCS=5 V, VS=0 V
45
反馈输入部分
AV
FB 引脚的内部电压分压比(5)
1/3.5
38
1/3.0
42
1/2.5 V/V
ZFB
FB 引脚输入阻抗
44
kΩ
VFB-OPEN FB 引脚上拉电压
FB 引脚开
5.3
V
V
FB 下降，VCS=5 V，
VFB-L 间歇模式下禁用栅极驱动的 FB 阈值
1.0
1.1
1.2
V
V
VS=0 V
VFB 上升，VCS=5 V，
VFB-H 间歇模式下启用栅极驱动的 FB 阈值
1.05
1.15
1.25
VS=0 V
过温保护部分
TOTP
过温保护的阈值温度(6)
+130
+140
+150
C
接下页
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5
电气特性（续）
VDD=15 V 且 TA=25C，除非另有说明。
符号
参数
条件
最小值 典型值 最大值 单位
电压感测部分
ITC
偏置电流
VCS=5 V
8.75
10.00 11.25 μA
VS 功率限制模式下，切换到二级逐脉冲限
VVS-CM-MIN
0.55
V
流的采样电压(6)
VVS-CM-MAX VS 切换回正常逐脉冲限流的采样电压(6)
0.75
2.15
0.70
V
V
V
VSN-CC
VSG-CC
VSCC 模式下，开始频率下降的采样电压 VCS=5 V, fS1=fOSC-2 KHz
VSCC 模式下，结束频率下降的采样电压 VCS=5 V, fS2=fOSC-CCM +2 KHz
S
G-CC= (fS1-fS2)
kHz/V
SG-CC
恒流调节的频率下降斜率
欠压保护的灌电流阈值(6)
52
64
76
/(VSN-CC-VSG-CC
)
IVS-UVP
47
200
2.80
60
μA
mV
V
VVS-OFFSET ZCD 比较器内部偏置电压(6)
VVS-OVP 输出过压保护，使用 VS 采样电压
2.85
120
tVS-OVP
输出过压保护延迟时间
f=140 kHz
μs
电流检测部分
VVR
恒流调节的内部参考电压
用于恒流输出的 CS 脚内的误差放大器的
电压变化（CC 调节的误差放大器的同相 VCS=0.41 V
输入端）
2.475 2.500 2.525
2.405 2.430 2.455
0.7
V
V
VCCR
VSTH
VSTH-VA
tPD
标称限流阈值电压
V
V
功率限制模式下第二限流阈值电压
)
V
VS=0.3 V
0.25
0.30
100
250
0.35
150
320
200
(Vs<VVS-CM-MAX
GATE 输出关断延迟
ns
ns
VCS=5 V, VVS=2.5,
tMIN
最短导通时间
180
100
VFB=5 V (Test Mode)
tLEB
前沿消隐时间(6)
斜率补偿(6)
150
0.3
ns
V
VSLOPE
最大占空比
GATE部分
DCYMAX 最大占空比
VGATE-L 输出低电平
VGATE-H 输出高电平
VGATE-H 输出高电平
61
64
67
1.5
8
%
V
VDD=25 V, IO=10 mA
VDD=8 V, IO=1 mA
VDD=5.5 V, IO=1 mA
VDD=15 V, CL=1 nF
VDD=15V, CL=1nF
5
V
4.0
100
30
5.5
180
70
V
tr
tf
上升时间
下降时间
140
50
ns
ns
VGATE-
CLAMP
栅极输出箝位电压
VDD=25 V
13
15
17
V
注意：
4.
f
OSC-CM-MIN 在功率单元进入 CCM 操作时发生。
5. AV 是 FB 引脚的内部电压分压器的分压比。
6. 未经测试；由设计保证。
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6
典型性能特征
图 6.
V
DD 导通阈值电压 (VDD-ON
)
图 7.
V
DD 关断阈值电压 (VDD-OFF
)
vs. 温度
vs. 温度
图 8.
工作电流 (IDD-OP) vs. 温度
图 9.
间歇模式工作电流 (IDD-BURST
vs. 温度
)
图 10. CC 调节最小频率 (fOSC-CCM) vs. 温度
图 11. FB 电压的进入零占空比 (VFB-L) vs. 温度
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7
典型性能特征
2.95
2.90
2.85
2.80
2.75
2.70
2.65
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
图 12. FB 电压的离开零占空比 (VFB-H) vs. 温度
图 13. VS 过压保护 (VVS-OVP) vs. 温度
图 14. CS 的参考电压 (VVR) vs. 温度
图 15. CC 调节的 CS 引脚上电压变化 (VCCR) vs. 温度
图 16. CC 调节频率降低的开始电压
(VSN-CC) vs. 温度
图 17. CC 调节频率降低的结束电压
(VSG-CC) vs. 温度
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8
典型性能特征
图 18. 限流的阈值电压 (VSTH) vs. 温度
图 19. 功率模式下限流的阈值电压 (VSTH-VA) vs. 温度
图 20. 最小导通时间 (tMIN) vs. 温度
图 21. 前沿消隐时间 (tLEB) vs. 温度
图 22. 最大占空比 (DCYMAX) vs. 温度
图 23. 栅极输出钳位电压 (VGATE-CLAMP) vs. 温度
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工作说明
VEA.I
VEA.V
VEA.I
基本控制原理
VEA.V
图 24 所示为内部 PWM 控制电路。恒压 (CV) 调节的实
现方法与传统隔离电源相同：使用分压器感测输出电压，
并将其与电压调节器 (KA431) 的内部 2.5 V 基准电压相
比较，生成补偿信号。该补偿信号通过光电耦合器传输至
初级端，然后通过衰减器Av按比例缩小，以生成 VEA.V 信
号。这时，误差信号 VEA.V 被施加到 PWM 比较器
(PWM.V)，以确定占空比。
VSAW
Gate
PWM.V
同时，恒流调节在内部完成，无需直接感测输出电流。输
出电流估计器使用变压器初级端电流和二极管电流放电时
间计算输出电流数据 (VCCR)。内部误差放大器随后将
PWM.I
OSC CLK
VCCR 与参考电压 (2.5 V) 进行比较，并生成 VEA.I 信号以
CV Regulation
CC Regulation
确定占空比。
PWM 比较器 PWM.I 和 PWM.V 分别将两个误差信号
VEA.I 和 VEA.V， 与内部锯齿波形 (VSAW) 进行比较，确定
占空比。图 24 所示为两个与“或”门结合的比较器
(PWM.I 和 PWM.V) 的输出，并用作触发器的复位信号，
以确定 MOSFET 的关断瞬间。VEA.V 和 VEA.I 中较低的信
号确定占空比，如图 25 所示。在 CV 调节期间，VEA.V 确
定占空比，而 VEA.I 饱和至高电平。在恒流调节模式期
间，VEA.I 确定占空比，而 VEA.V 饱和至高电平。
图 25. 恒流和恒压的 PWM 操作
输出电流估算
图 26 显示的是反激式转换器在非连续导通模式 (DCM)
下工作时的主要波形，其中，次级端二极管电流在下一开
关周期开始前达到 0。由于输出电流估算器针对 DCM 工
作而设计，所以功率级应设计为能在整个工作范围内保证
DCM。输出电流通过求开关周期内输出二极管电流三角
形区域的平均值获得，由下式计算得出：
NP TDIS
IO ID AVG IPK
(1)
NS 2TS
其中，IPK 是初级端电流峰值；NP 和 NS 分别是变压器
初级端和次级端的匝数；tDIS 是二极管电流放电时
间；tS 是开关周期。
I P K
NP
IPK
NS
ID AVG IO
图 24. 内部 PWM 控制电路
图 26.
DCM 反激式转换器的主要波形
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10
对于给定的电流感测电阻，输出电流可编程为：
1.25 NP
IO
(2)
K RSENSE NS
其中 K 是 IC 的设计参数，对于 FAN302UL 是 12。
初级端电流的峰值由一个内部峰值探测电路获得，而二极
管电流放电时间则通过探测二极管电流过零瞬态获得。由
于二极管电流不能使用初级端控制直接感测，过零检测
(ZCD) 通过监控辅助绕组电压间接完成。当二极管电流达
到零时，变压器绕组电压开始由于 MOSFET 输出电容和
变压器励磁电感之间的谐振而下降。为了探测谐振的起始
瞬态，在前一开关周期的二极管电流放电时间的 85% 处
采样 VS，然后与瞬时 VS 电压比较。当 VS 引脚的瞬时电
压降至比采样电压低 200 mV 或更多时，即得到二极管
电流的过零点，如图 27 中所示。
图 28. CC 模式中 tDIS 的变化
图 27. ZCD 的详细波形
恒流模式下的降频
变压器的设计应能保证整个工作范围内的 DCM 工作状
态，因为输出电流仅在 DCM 工作状态中才可正确估算。
在 CC 模式下，如图 28 所示，二极管电流的放电时间
(tDIS) 随着输出电压的降低而增加。在固定开关频率下工
作时，随着 CC 模式中输出电压的下降，转换器倾向于进
入 CCM。为了防止此类 CCM 工作状态出现，并保持
DCM 中良好的输出电流估算，FAN302UL 随着输出电压
的下降而降低开关频率，如图 28 和图 29 所示。
FAN302UL 通过 VS 的采样保持电压 (VSH) 间接监控输出
电压，取自于前一开关周期的二极管电流放电时间的
85%。图 27 图 30 所示为频率如何随着 VS 引脚的采样
保持电压下降而降低。
图 29. 频率随 VSH 下降
f
V
SGCC
图 30. CC 调节中频率下降曲线
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11
0.7V/RSENSE
CCM 防止功能
IDS
0.3V/RSENSE
即使电源设计为在 DCM 中工作，在没有足够的设计余量
来涵盖所有电路参数变化和工作条件时，电源会进入连续
导通模式 (CCM)。FAN302UL 具有 CCM 防止功能，它
会延迟 MOSFET 的下一周期导通，直到在 VS 引脚上获
得 ZCD，如图 31 所示。为了确保稳定的 DCM 工作，在
获得 ZCD 后，FAN302UL 在其开关周期的 10% 期间，
禁止导通下一开关周期。在图 31 中，第一个开关周期在
其原始开关期间的 90% 前具有 ZCD，因此，下一周期的
导通瞬时根据其原始开关期间确定，不会受 ZCD 瞬时的
影响。第二个开关期间在其原始开关期间结束前不会有
ZCD。第三个开关周期的导通发生在获得 ZCD 后，具有
其原始开关周期 10% 的延迟。CCM 防止功能所允许的
最小开关频率是 22 kHz (fOSC-CM-MIN)。如果直到最大开关
周期 45.5 µs (1/22 kHz) 结束时才给出 ZCD，则转换器
可进入 CCM 操作，同时失去输出调节。
ID
Sampling
Sampling
VS
Sampling
图 32. 功率限制模式工作
高压 (HV) 启动
图 33 所示为 FAN302UL 应用的高压启动电路。在内部
使用了一个 JFET 来实施高压电流源，其特征如图 34 中
所示。从技术上讲，HV 引脚可直接连接到直流母线
(VDL)。然而，为了提高可靠性和浪涌抗扰度，则通常在
HV 引脚与直流母线之间使用约 100 kꢀ 的电阻。具有给
定直流母线电压和启动电阻的实际 HV 电流由 V-I 特性线
和负载线的交点确定，如图 34 所示。
在启动期间，内部启动电路启用且直流母线提供电流
IHV，对保持电容 CVDD 进行充电（通过 RSTART）。VDD 电
压达到 VDD-ON 时，内部 HV 启动电路禁用且 IC 会开始
PWM 开关。HV 启动电路禁用后，CVDD 中存储的能量应
提供 IC 工作电流，直至变压器辅助绕组电压达到标称
值。因此，CVDD 应合理设计，以防止 VDD 在辅助绕组形
成可提供 VDD 的足够电压之前降至 VDD-OFF。电容容差是
考虑选择 CDD 的重要因素。建议在 VDD 和 GND 引脚之
间连接一个 22 μF 电容，以确保系统在宽工作温度范围内
的稳定性。
图 31. CCM 防止功能
功率限制模式
当 VS (VSH) 的采样电压降至低于 VS-CM-MIN (0.55 V) 时，
FAN302UL 进入恒定功率限制模式，其中初级端限流电
压 (VCS) 从 VSTH (0.7 V) 变为 VSTH-VA (0.3 V)，以避免 VS
采样和 ZCD 的误操作，如图 32 所示。VS 采样电压高于
VS-CM-MAX (0.75 V) 后，VCS 会立即返回 VSTH。在输出电
压太低时，此模式会防止电源进入 CCM 并失去输出调
节。这在负载有故障情况（如输出短路或过载）时，会有
效保护电源。此工作模式还通过限制变压器电流直到 VS
采样电压达到 VS-CM-MAX (0.75 V)，实现软启动。
图 33. HV 启动电路
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VDL VHV
IHV
RHV
VDL
RHV
VDL
图 36. 间歇模式工作
图 34. HV 引脚的 V-I 特性
斜率补偿
抖频
感测到的通过电流感测电阻的电压用于电流模式控制以及
逐脉冲限流。同步的斜坡信号（正斜率）在每个开关周期
被添加到电流感测信息，提高了电流模式控制的抗噪能
力。
减少 EMI 通过抖频完成，方法为在比 EMI 测试设备的带
宽更宽的频率范围上分配能量，因此符合 EMI 限制。内
部抖频电路在 135 kHz 和 145 kHz 之间逐渐改变开关频
率，周期为 tp，如图 35 所示。
保护
FAN302UL 的自我保护功能包括 VDD“过压保护”(VDD
OVP)、内部过温保护 (OTP)、VS“过压保护”(VS OVP)
和欠压保护。VDD OVP 和欠压保护作为“自动重启模
式”实施，而 VS OVP 和内部 OTP 则作为“闩锁模式”
实施。
“ 自 动 重 启 模 式 ” 保 护 触 发 后 ， 开 关 功 能 终 止 且
MOSFET 保持关断，使 VDD 下降。当 VDD 下降至 VDD 关
断电压 5 V 使，保护复位，内部启动电路启用，且来自
HV 引脚的供电电流对保持电容充电。当 VDD 达到导通电
压 16 V 时，正常操作恢复。通过这种方式，自动重启功
能可以交替使能和禁用 MOSFET 开关，直到故障条件消
除，如图 37 所示。
当“闩锁模式”保护触发后，PWM 开关终止且 MOSFET
保持关断，导致 VDD 下降。当 VDD 下降至 VDD 关断电压
5 V 时，内部启动电路启用，不会复位保护，且来自 HV
引脚的供电电流对保持电容充电。因为保护没有复位，IC
不会恢复 PWM 开关，即使 VDD 达到导通电压 16 V，同
时禁用 HV 启动电路。这时，VDD 再次降至到 5 V。通过
这种方式，“闩锁模式”保护交替充电和放电 VDD，直到
直流母线电容中没有更多能量。当 VDD 降至 2.5 V 时保护
复位，这仅在电源已从 AC 线路拔出后允许，如图 38 所
示。
图 35. 抖频
间歇模式操作
电源在无负载或极端轻载条件下进入“间歇模式”。如图
36 所示，当 VFB 降至低于 VFBL 时，PWM 输出切断且输
出电压以一定速率下降，该速率由负载电流决定。这会导
致反馈电压上升。VFB 超过 VFBH 后，内部电路立即启动
以提供开关脉冲。这时反馈电压下降且此过程重复。“间
歇模式”交替启用和禁用 MOSFET 的开关，减少了待机
模式下的开关损失。FAN302UL 进入“间歇模式”后，
工作电流立即从 3.5 mA 降至 200 μA，以最小化在“间
歇模式”中的功耗。
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图 39. VS 引脚电流感测
FAN302UL 调制 MOSFET 的最小导通时间，使其随输入
电压上升而下降，如图 40 所示。这样针对高线电压条件
便可实现较小的最小导通时间，确保间歇模式操作以几乎
相同的功耗进行，无论线路电压如何变化。最小导通时间
也与“间歇模式”工作的束频率有关。
图 37. 自动重启模式工作
VS 电流也用于欠压保护。MOSFET 导通时，如果从 VS
引脚流出的电流小于 47 μA 的时间长于 10 ms，则欠压
保护触发。
图 38. 闩锁模式工作
图 40. 最小导通时间 vs. VS 引脚电流
V
DD 过电压保护
过温保护 (OTP)
当结温超过 140°C 时 (tOTP)，温度感测电路会关断 PWM
输出。
VDD 过压保护会防止由于过压超出 IC 电压标称值而损坏
IC。当 VDD 电压由于异常条件超出 26.5 V 时，保护触
发。此保护一般由次级端反馈网络的开路引起。
VS 过压保护
输入电压感测和欠压保护
VS 过压保护可防止由于输出端的过压条件导致的损坏。
图 41 显示了 VS OVP 保护方法。当导致 VS 超过 2.8 V
的异常系统条件发生时，经过一段延迟时间后，PWM 脉
冲禁用且 FAN302UL 进入“闩锁模式”，直到 VDD 降至
低于 VDD-LH。此时，PWM 脉冲恢复。引起 VS 过压条件的
原因通常有：次级端反馈网络的开路，或者 VS 引脚驱动
器电阻的异常特性。
MOSFET 导通时，FAN302UL 使用 VS 引脚电流间接感
测输入电压。由于 MOSFET 导通时，VS 引脚电压箝位
至 0.7 V，VS 引脚中流出的电流大致与输入电压成正
比，如图 38 中所示。VS 引脚中流出的电流的计算方法
为：
NA
IVS.ON ( VDL 0.7)
NP
1
0.7 NA VDL
(3)
RVS1 RVS 2 NP RVS1
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抗噪能力
来自电流感测或控制信号的噪音可引起明显的脉冲宽度抖
动。虽然斜率补偿有助于缓解这些问题，仍应采取进一步
的预防措施。应遵循优秀的放置和布局方法。避免较长的
PCB 走线和元件引线，以及将旁路滤波器元件放置在靠
近 PWM IC 的地方。
图 41. VS OVP 保护
前沿消隐（LEB）
MOSFET 每次导通时，在感测电阻处会发生导通尖峰。
为避免开关脉冲提前结束，内置了 150 ns 的前沿消隐时
间。因此可取消传统的 RC 滤波器。在此消隐时间内，限
流比较器禁用，它无法关断栅极驱动器。
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典型应用电路（反激式充电器）
应用
飞兆半导体器件
输入电压范围
输出
手机充电器
FAN302UL
90~265 VAC
5 V/1.2 A (6 W)
特性
.
.
超低待机功耗：<20 mW，264 VAC（引脚=6.3 mW，对于 115 VAC，以及引脚=7.3 mW，对于230 VAC
输出调节：CV:±5%, CC:±15%
）
图 42. 测量效率和输出调节
图 43. 典型应用电路原理图
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典型应用电路（续）
变压器规格
.
.
磁芯：EI12.5
骨架：EI12.5
图 44. 变压器
.
.
.
W1 是一层中的空间绕组。
W2 由匝数不同的三层组成。每层匝数在 表 1 中指定。
W3 由具有三层绝缘导线的两层组成。正极和负极飞线引线长度分别为 3.5cm 和 2.5cm。
表 1.
变压器绕组规格
端子
绝缘
匝数
编号
绕线
匝数
起始引脚
终结引脚
W1
W2
W3
1
2
2UEW 0.15*2
8
2
0
1
3
3
22
22
22
5
4
5
2UEW 0.12*1
TEX-E 0.4*1
Fly+
Fly-
引脚
4－5
4－5
规格
备注
初级端电感
100 kHz, 1 V
次级绕组较短
530 H ±7%
52 H ±5%
初级端有效漏电感
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物理尺寸
5.00
4.80
A
0.65
3.81
8
5
B
1.75
6.20
5.80
4.00
3.80
5.60
1
4
PIN ONE
INDICATOR
1.27
1.27
(0.33)
M
0.25
C B A
LAND PATTERN RECOMMENDATION
SEE DETAIL A
0.25
0.10
0.25
0.19
C
1.75 MAX
0.10
C
0.51
0.33
OPTION A - BEVEL EDGE
0.50
0.25
x 45°
R0.10
R0.10
GAGE PLANE
OPTION B - NO BEVEL EDGE
0.36
NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED
8°
0°
0.90
A) THIS PACKAGE CONFORMS TO JEDEC
MS-012, VARIATION AA, ISSUE C,
B) ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS.
C) DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD
FLASH OR BURRS.
SEATING PLANE
(1.04)
0.406
DETAIL A
D) LANDPATTERN STANDARD: SOIC127P600X175-8M.
E) DRAWING FILENAME: M08AREV13
SCALE: 2:1
图 45. 8 引线小外形集成电路 (SOIC)，JEDEC MS-012，150 英寸，窄体
封装图纸是作为一项服务而提供给考虑选用飞兆半导体产品的客户。具体参数可能会有变化，且不会做出相应通知。请注意图纸上的
版本和/或日期，并联系飞兆半导体代表核实或获得最新版本。封装规格并不超出飞兆公司全球范围内的条款与条件，尤其指保修，保
修涵盖飞兆半导体的全部产品。
随时访问飞兆半导体在线封装网页，可以获得最新的封装图：
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