UCC14141-Q1 [TI]
具有集成变压器的汽车级、1.5W、12V 输入电压、稳压、5kVRMS 隔离式直流/直流模块;
| 型号： | UCC14141-Q1 |
| 厂家： | 
TEXAS INSTRUMENTS |
| 描述： | 具有集成变压器的汽车级、1.5W、12V 输入电压、稳压、5kVRMS 隔离式直流/直流模块 变压器 |
| 文件： | 总53页 (文件大小：3379K) |
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UCC14141-Q1
ZHCSRQ5B –FEBRUARY 2023 –REVISED JUNE 2023
UCC14141-Q1 汽车类1.5W、12V VIN、25V VOUT、高密度、
> 5kVRMS、隔离式直流/直流模块
1 特性
3 说明
• 采用隔离变压器的完全集成高密度隔离式直流/直流
模块
• 隔离式直流/直流模块，用于驱动：IGBT、SiC FET
• 输入电压范围：8 V 至18 V，绝对最大值为32V
• 在TA ≤85°C 且10.8V < VVIN < 13.2V 时的输出功
率为1.5W
• 在TA ≤85°C 且8V < VVIN < 18V 时的输出功率为
1W
• 可调节的(VDD –VEE) 输出电压（通过外部电阻
器）：在整个温度范围内为15V 至25V，调节精度
为±1.3%
• 可调节的(COM –VEE) 输出电压（通过外部电阻
器）：在整个温度范围内为2.5V 至(VDD –
VEE)，调节精度为±1.3%
• 通过展频调制和集成变压器降低电磁发射
• 使能、电源正常、UVLO、OVLO、软启动、短路、
功率限制、欠压、过压和过热保护
UCC14141-Q1 是一款符合汽车标准的高隔离电压直
流/直流电源模块，旨在为 IGBT 或 SiC 栅极驱动器供
电。UCC14141-Q1 集成了一个变压器和一个具有专有
架构的直流/直流控制器，可实现高功率密度和非常低
的发射。高精度输出电压可提供更好的通道增强，从而
实现更高的系统效率，不会对功率器件栅极造成过应
力。UCC14141-Q1 的输入电压支持电动汽车的宽
LiFePO4 电池电压 (8V-18V) 和 12V 稳压电源轨
(10.8V-13.2V)，具有不同的输出功率。
这款完全集成的模块具有片上器件保护功能，需要非常
少的外部元件，可提供额外的特性，例如输入欠压锁
定、过压锁定、输出电压电源正常比较器、过热关断、
软启动超时、可调隔离式正负输出电压、使能引脚和开
漏输出电源正常引脚。
器件信息
可订购器件型号(1)
封装尺寸（标称值）
封装
• CMTI > 150kV/µs
UCC14141QDWNRQ1
SSOP
12.83mm × 7.50mm
• 符合面向汽车应用的AEC-Q100 标准
(1) 如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附
录。
– 温度等级1：–40°C ≤TJ ≤150°C
– 温度等级1：–40°C ≤TA ≤125°C
• 提供功能安全
PG
PG
VDD
VDD
COUT2
R1
R2
– 有助于进行功能安全系统设计的文档
• 计划的安全相关认证：
RLIM
ENA
ENA
VIN
RLIM
FBVDD
FBVEE
COM
Source/
emitter
COUT1
VIN
R3
R4
COUT3
CIN
– 符合DIN EN IEC 60747-17 (VDE 0884-17) 标
准的7071VPK 增强型隔离
GNDP
VEE
VEE
– 符合UL 1577 标准且长达1 分钟的5000VRMS
隔离
– 符合CQC GB4943.1 标准的增强型绝缘
• 36 引脚宽体SSOP 封装
简化版应用
2 应用
VIN = 12V
(VDD-COM) = 18V
(VEE-COM) = -4V
• 混合动力、电动和动力总成系统(EV/HEV)
– 逆变器和电机控制
– 车载充电器(OBC) 和无线充电器
– 直流/直流转换器
• 电网基础设施
典型上电序列
– 电动汽车充电站电源模块
– 直流充电（桩）站
– 串式逆变器
• 电机驱动器
– 交流逆变器和变频驱动器、机器人伺服驱动器
• 工业运输
– 非公路用车电力驱动器
本文档旨在为方便起见，提供有关TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问
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内容
1 特性................................................................................... 1
2 应用................................................................................... 1
3 说明................................................................................... 1
4 修订历史记录.....................................................................2
5 器件比较............................................................................ 3
6 引脚配置和功能................................................................. 4
7 规格................................................................................... 6
7.1 绝对最大额定值...........................................................6
7.2 ESD 等级.................................................................... 6
7.3 建议运行条件.............................................................. 6
7.4 热性能信息..................................................................6
7.5 绝缘规格......................................................................7
7.6 安全相关认证.............................................................. 9
7.7 电气特性......................................................................9
7.8 安全限值....................................................................11
7.9 绝缘特性....................................................................12
7.10 典型特性..................................................................13
8 详细说明.......................................................................... 17
8.1 概述...........................................................................17
8.2 功能方框图................................................................18
8.3 特性说明....................................................................19
8.4 器件功能模式............................................................ 28
9 应用和实施.......................................................................29
9.1 应用信息....................................................................29
9.2 典型应用....................................................................29
9.3 系统示例....................................................................38
9.4 电源相关建议............................................................ 39
9.5 布局...........................................................................39
10 器件和文档支持............................................................. 46
10.1 文档支持..................................................................46
10.2 接收文档更新通知................................................... 46
10.3 支持资源..................................................................46
10.4 商标.........................................................................46
10.5 静电放电警告.......................................................... 46
10.6 术语表..................................................................... 46
11 机械、封装和可订购信息............................................... 47
4 修订历史记录
注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同
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Page
• 初始发行版..........................................................................................................................................................1
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5 器件比较
表5-1. 器件比较表
输出(VDD-VEE) 可调范围
15 V 至25 V
V
VIN 范围
器件名称
典型电源
2W
隔离等级
基础型
UCC14240-Q1
UCC14241-Q1
21V 至27V
21V 至27V
2W
15 V 至25 V
增强型
1W
8V 至18V
15 V 至25 V
UCC14140-Q1
基本型
1.5W
1W
10.8V 至13.2V
8V 至18V
15 V 至25 V
15 V 至25 V
UCC14141-Q1
UCC14341-Q1
增强型
增强型
1.5W
1.5W
1.5W
1.5W
1W
10.8V 至13.2V
13.5V 至16.5V
12V 至15V
15 V 至25 V
15 V 至25 V
12V 至15V
15 V 至18 V
10 V 至18 V
14 V 至18 V
15 V 至18 V
UCC14131-Q1
增强型
10V 至12V
1W
10 V 至18 V
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6 引脚配置和功能
GNDP
GNDP
PG
1
36
35
34
33
32
31
30
29
28
27
26
25
24
23
22
21
20
19
VEE
2
VEEA
FBVDD
FBVEE
RLIM
VEE
3
ENA
4
GNDP
VIN
5
6
VIN
7
VEE
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
8
VDD
VDD
VEE
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
图6-1. DWN 封装，36 引脚SSOP（顶视图）
表6-1. 引脚功能
引脚
类型(1)
说明
名称
编号
1、2、5、8、
9、10、11、
12、13、14、
15、16、17、
18
VIN 的初级侧接地连接。引脚1、2 和5 是模拟地。引脚8、9、10、11、12、13、14、15、16、
17 和18 是电源地。在覆铜上放置几个过孔以进行散热。请参阅布局指南
GNDP
G
低电平有效电源正常开漏输出引脚。当(VVIN_UVLOP ≤VVIN ≤VVIN_OVLOP)、(VVDD_UVP ≤VFBVDD
≤VVDD_OVP)、(VVEE_UVP ≤VFBVEE ≤VVEE_OVP)、TJ_Primary ≤TSHUTPPRIMARY_RISE 和
PG
3
4
O
I
T
J_secondary ≤TSHUTSSECONDARY_RISE 时，PG 保持低电平
启用引脚。强制ENA 为低电平会禁用器件。上拉至高电平以启用正常的器件功能。建议最大值为
5.5V。
ENA
VIN
初级输入电压。引脚6 用于模拟输入，引脚7 用于电源输入。对于引脚7，将两个10µF 陶瓷电容
器从电源VIN 引脚7 连接到电源GNDP 引脚8。在引脚7 和引脚8 附近连接一个0.1µF 高频旁路
陶瓷电容器。
P
6、7
19、20、21、
22、23、24、
25、26、27、
30、31、36
VEE
G
用于VDD 和COM 的次级侧参考连接。VEE 引脚用于高电流返回路径。
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表6-1. 引脚功能(continued)
引脚
类型(1)
说明
名称
VDD
编号
来自变压器的次级侧隔离式输出电压。在VDD 和VEE 之间连接一个10µF 和一个并联的0.1µF 陶
瓷电容。0.1µF 陶瓷电容是高频旁路，必须靠近IC 引脚。
P
28、29
第二个次级侧隔离式输出电压电阻，用于限制从VDD 到COM 节点的拉电流和从COM 到VEE 的
灌电流。在RLIM 和COM 之间连接一个电阻以调节(COM –VEE) 电压。有关更多详情，请参阅
RLIM
32
33
P
I
RLIM 电阻器选型。
反馈(COM –VEE) 输出电压检测引脚用于调整输出(COM –VEE) 电压。在COM 和VEE 之间
连接一个电阻分压器，使中点连接到FBVEE，调节时的等效FBVEE 电压为2.5V。在低侧反馈电
阻并联一个330pF 陶瓷电容，用于高频去耦。用于高频旁路的330pF 陶瓷电容器必须紧挨着顶层
或底层（两层通过过孔连接）的FBVEE 和VEEA IC 引脚。
FBVEE
反馈(VDD –VEE) 输出电压检测引脚用于调整输出(VDD –VEE) 电压。在VDD 和VEE 之间连
接一个电阻分压器，使中点连接到FBVDD，调节时的等效FBVDD 电压为2.5V。在低侧反馈电阻
并联一个330pF 陶瓷电容，用于高频去耦。用于高频旁路的330pF 陶瓷电容器必须紧挨着顶层或
底层（两层通过过孔连接）的FBVDD 和VEEA IC 引脚。
FBVDD
VEEA
34
35
I
用于噪声敏感模拟反馈输入、FBVDD 和FBVEE 的次级侧模拟检测参考连接。将低侧反馈电阻和高
频去耦滤波电容连接到靠近VEEA 引脚和各自的反馈引脚FBVDD 或FBVEE。连接到次级侧栅极
驱动最低电压基准VEE。使用单点连接并将高频去耦陶瓷电容器靠近VEEA 引脚放置。请参阅布局
指南
G
(1) P = 电源，G = 地，I = 输入，O = 输出
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7 规格
7.1 绝对最大额定值
在自然通风条件下的工作温度范围内测得（除非另有说明）(1)
参数
最小值
典型值
最大值
单位
-0.3
32
V
VIN 至GNDP
7
32
V
V
ENA、PG 至GNDP
–0.3
-0.3
VDD、VEE、RLIM、FBVDD、FBVEE 至VEE
总(VDD-VEE) 输出功率(TA = 25°C)
POUT_VDD_MAX
2.5
W
从VDD 至RLIM 的RLIM 引脚最大均方根拉电流。
（在24,500 小时的使用寿命内平均运行时间为16%）
IRLIM_MAX_RMS_SOURCE
0.125
0.125
A)
A
从RLIM 至VEE 的RLIM 引脚最大均方根灌电流。
（在24,500 小时的使用寿命内平均运行时间为16%）
IRLIM_MAX_RMS_SINK
TJ
-40
150
150
°C
°C
工作结温范围
贮存温度
Tstg
–65
(1) 应力超出绝对最大额定值下所列的值可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是应力等级，这并不表示器件在这些条件下以及在
建议运行条件以外的任何其他条件下能够正常运行。长时间处于绝对最大额定条件下可能会影响器件的可靠性。
7.2 ESD 等级
值
单位
人体放电模型(HBM)，符合AEC Q100-002(1) 标
准
±2000
V
V(ESD)
静电放电
充电器件模型(CDM)，符合AEC Q100-011 标准
第7.2 节规定
±500
V
(1) AEC Q100-002 指示HBM 应力测试应符合ANSI/ESDA/JEDEC JS-001 规范。
7.3 建议运行条件
在自然通风条件下的工作温度范围内测得（除非另有说明）
引脚
最小值
典型值
最大值
单位
VVIN
8(1)
12
18
5.5
V
初级侧输入电压至GNDP
VENA
VPG
0
0
V
V
V
V
使能至GNDP
电源正常至GNDP
VDD 至VEE
5.5
VVDD
15
2.5
25
VVEE
VDD-VEE
COM 至VEE
VFBVDD
VFBVEE
、
0
2.5
5.5
V
FBVDD、FBVEE 至VEE
TA
-40
-40
125
150
°C
°C
环境温度
结温
(2)
TJ
(1) 请参阅VVIN_UVLOP_RISING 和VVIN_ UVLOP_FALLING 电气特性以了解最低工作电压VVIN。由于VVIN_UVLOP_FALLING < 8V，只要启动过程中
VVIN > VVIN_UVLOP_RISING，VVIN 就可以在8V 条件下工作。
(2) 请参阅“(VDD-VEE) 和(COM-VEE) 负载推荐工作区”部分，了解不同(VDD-VEE) 和(COM-VEE) 输出电压设置在各种温度和VVIN 条
件下的最大额定值。
7.4 热性能信息
DWN (SOIC)
热指标(1)
单位
°C/W
36 引脚
RθJA
52.3
结至环境热阻
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DWN (SOIC)
热指标(1)
结至外壳（顶部）热阻
单位
36 引脚
RθJC(top)
RθJB
ΨJA
28.5
25.9
29.5
16.6
25.6
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
结至电路板热阻
结至环境特征参数
结至顶部特征参数
结至电路板特征参数
ΨJT
ΨJB
(1) 热阻(R) 基于JEDEC 板，特征参数(ψ) 基于“布局”部分中所述的EVM。有关新旧热指标的更多信息，请参阅半导体和IC 封装热指
标应用报告。
7.5 绝缘规格
参数
测试条件
值
单位
通用
外部间隙(1)
CLR
> 8
> 8
mm
mm
µm
µm
V
端子间的最短空间距离
外部爬电距离(1)
CPG
端子间的最短封装表面距离
> 120
> 15.4
> 600
I
最小内部间隙（内部间隙–变压器电源隔离）
最小内部间隙（内部间隙–电容式信号隔离）
DIN EN 60112 (VDE 0303-11)；IEC 60112
符合IEC 60664-1
DTI
绝缘穿透距离
CTI
相对漏电起痕指数
材料组别
I-IV
额定市电电压≤300VRMS
I-IV
额定市电电压≤600VRMS
过压类别
I-III
额定市电电压≤1000VRMS
DIN EN IEC 60747-17 (VDE 0884-17)（计划认证目标）(2)
VIORM
1414
1000
1414
7071
VPK
VRMS
VDC
交流电压（双极）
最大重复峰值隔离电压
交流电压（正弦波），时间依赖型电介质击穿
(TDDB) 测试
VIOWM
最大工作隔离电压
直流电压
VTEST = VIOTM，t = 60s（鉴定测试）；VTEST
1.2 × VIOTM，t = 1s（100% 生产测试）
=
VIOTM
VPK
最大瞬态隔离电压
最大脉冲电压(3)
在空气中进行测试，符合IEC 62368-1 标准的
1.2/50µs 波形
VIMP
7692
VPK
VPK
在油中进行测试（鉴定测试），符合IEC 62368-1
的1.2/50µs 波形
最大浪涌隔离电压(3)
VIOSM
10000
方法a：I/O 安全测试子组2/3 后，Vini = VIOTM
，
pC
pC
pC
tini = 60s；Vpd(m) = 1.2 × VIORM = 1696VPK，tm
=
≤5
≤5
≤5
10s
方法a：环境测试子组1 后，Vini = VIOTM，tini
=
视在电荷(4)
qpd
60s；Vpd(m) = 1.6 × VIORM = 2262VPK，tm = 10s
方法b1：常规测试（100% 生产测试）和预调节
（类型测试），Vini = 1.2 × VIOTM，tini = 1s；
Vpd(m) = 1.875 × VIORM = 2651VPK，tm = 1s
势垒电容，输入至输出(5)
隔离电阻，输入至输出(5)
VIO = 0.4 sin (2πft)，f = 1MHz
VIO = 500V，TA = 25°C
CIO
RIO
< 3.5
> 1012
> 1011
> 109
pF
Ω
Ω
Ω
VIO = 500V，100°C ≤TA ≤125°C
VIO = 500V，TS = 150°C
2
污染等级
气候类别
40/125/21
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参数
测试条件
值
单位
UL 1577（计划认证目标）
VTEST = VISO = 5000VRMS，t = 60s（鉴定测
试）；VTEST = 1.2 × VISO = 6000VRMS，t = 1s
（100% 生产测试）
VISO
5000
VRMS
可承受的隔离电压
(1) 爬电距离和间隙应满足应用的特定设备隔离标准中的要求。请注意保持电路板设计的爬电距离和间隙，从而确保印刷电路板上隔离器的
安装焊盘不会导致此距离缩短。在特定的情况下，印刷电路板上的爬电距离和间隙变得相等。在印刷电路板上采用插入坡口和/或肋材等
技术有助于提高这些规格。
(2) 此耦合器仅适用于最大工作额定值范围内的安全电气绝缘。应借助合适的保护电路来确保符合安全额定值。
(3) 在空气中进行测试，以确定封装的固有浪涌抗扰度。在油中进行测试，以确定隔离栅的固有浪涌抗扰度。
(4) 视在电荷是局部放电(pd) 引起的电气放电。
(5) 将隔离栅每一侧的所有引脚都连在一起，构成一个双端子器件。
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7.6 安全相关认证
VDE
UL
CQC
计划根据DIN EN IEC 60747-17 (VDE 0884-17) 进
行认证
计划根据UL 1577 组件认证计划进行认证
计划根据GB4943.1 进行认证
增强型绝缘最大瞬态隔离电压7071VPK；最大重复
峰值隔离电压1414VPK；最大浪涌隔离电压
10000VPK
增强型绝缘，海拔≤5000m，热带气候，700VRMS
单一保护，5000VRMS
文件编号：（计划）
最大工作电压
证书编号：（计划）
证书编号：（计划）
7.7 电气特性
在工作温度范围（TJ = –40°C 至150°C）内，VVIN = 8V 至18V，CIN = 20µF，COUT = 10µF，RLIM = 1kΩ，VENA = 5V，除
非另有说明。TA = 25°C 且VVIN = 12 V 时的所有典型值。
参数
测试条件
最小值 典型值 最大值 单位
输入电源（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
输入电压范围（0.7W，(VDD-
8(1)
12
12
18
V
初级侧输入电压至GNDP
VEE)=25V，TA=85oC）
VVIN
输入电压范围（1.2W，(VDD-
11.4
12.6
600
V
初级侧输入电压至GNDP
VEE)=25V，TA=85oC）
IVINQ_OFF
µA
VIN 静态电流，已禁用
VENA = 0V；VVIN = 8V 至18V；
VENA = 5V；VVIN = 8V 至18V；(VDD-
VEE) = 25V 调节；IVDD-VEE = 0mA。
单路输出。
IVIN_ON_NO_LOAD
40
mA
mA
mA
VIN 工作电流，已启用，空载
VENA = 5V；VVIN = 8V 至18V；(VDD-
VEE) = 25V 调节；IVDD-VEE = 40mA。
单路输出。
200
270
VIN 工作电流，已启用，满载
VIN 工作电流，已启用，满载
IVIN_ON_FULL_LOAD
VENA = 5V；VVIN = 11.4V 至12.6V；
(VDD-VEE) = 25V 调节；IVDD-VEE
60mA。单路输出。
=
UVLOP 比较器（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
VVIN_UVLOP_RISING
7.8
7
8.2
7.4
8.5
7.7
V
V
VIN 模拟欠压锁定上升阈值
模拟比较器始终先运行
模拟比较器始终先运行
VVIN_
VIN 模拟欠压锁定下降阈值
UVLOP_FALLING
OVLO 比较器（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
VVIN_OVLO_RISING
VVIN_OVLO_FALLING
20.9
19
22
20
23.1
21
V
V
VIN 过压锁定上升阈值
VIN 过压锁定下降阈值
TSHUTP 热关断比较器（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
TSHUTPPRIMARY_
首次上电时，TJ 需要低于140°C 才能
启用
150
15
160
20
170
25
°C
°C
初级侧过热关断上升阈值
初级侧过热关断迟滞
RISING
TSHUTPPRIMARY_
HYST
ENA 输入引脚（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
VEN_IR
VEN_IF
IEN
2.1
10
V
V
输入电压上升阈值，逻辑高电平
输入电压下降阈值，逻辑低电平
使能引脚输入电流
上升沿
0.8
下降沿
VENA = 5.0V
5
µA
PG 开漏输出引脚（初级侧，所有电压均以GNDP 为基准）
VPG_OUT_LO
IPG_OUT_HI
0.5
5
V
PG 输出低饱和电压
PG 漏电流
灌电流= 5mA，电源正常
VPG = 5.5V，电源不正常
µA
初级侧控制（所有电压均以GNDP 为基准）
FSW
VVIN = 12V；VENA = 5V；(VDD-VEE)
= 25V
16
MHz
开关频率
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在工作温度范围（TJ = –40°C 至150°C）内，VVIN = 8V 至18V，CIN = 20µF，COUT = 10µF，RLIM = 1kΩ，VENA = 5V，除
非另有说明。TA = 25°C 且VVIN = 12 V 时的所有典型值。
参数
测试条件
最小值 典型值 最大值 单位
仅在初级侧启动期间，在VIN 高于
UVLOP 且ENA 为高电平之后启动；
FSS_BURST_P = 125kHz
FSSM
90
5
kHz
%
展频调制(SSM) 三角波形的频率
仅在初级侧启动期间，在VIN 高于
UVLOP 且ENA 为高电平之后启动；
FSS_BURST_P = 125kHz
三角波形展频调制(SSM) 期间载波频
率的SSM 百分比变化
FCARRIER 的SSM
百分比变化
当VIN 高于UVLOP 且ENA 为高电平
时计时器开始工作，当电源正常引脚指
示正常时复位
tSOFT_START_TIME_O
28.4
ms
初级侧软启动超时
UT
(VDD-VEE) 输出电压（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
VVDD_RANGE
15
25
V
(VDD-VEE) 输出电压范围
次级侧(VDD-VEE) 输出电压，在负
载、线性变化和温度范围内，通过外部
电阻分压器进行外部调节，在SOA 范
围内。
VVDD_DC_ACCURAC
-1.3
1.3
%
(VDD-VEE) 输出电压直流调节精度
Y
(VDD-VEE) 调节迟滞比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
VFBVDD_REF
2.4675
9
2.5 2.5325
V
(VDD-VEE) 的反馈调节基准电压
(VDD-VEE) 稳压输出
VFBVDD_HYSTCMP_H (VDD-VEE) 迟滞比较器迟滞设置。
10
12.3
mV
迟滞设置
VFBVDD 引脚迟滞。
YST
(COM-VEE) 输出电压（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
(VDD-
VEE)
次级侧(COM-VEE)，通过外部电阻分
压器进行调节
VVEE_RANGE
2.5
V
(COM-VEE) 输出电压范围
次级侧(COM-VEE)
(COM-VEE)
输出电压直流
调节精度
输出电压，在负载、线性变化和温度范
围内，通过外部电阻分压器
进行外部调节
VVEE_DC_ACURACY
1.3
%
–1.3
(COM-VEE) 调节迟滞比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
VFBVEE_REF
2.4675
2.5 2.5325
0.73
V
V
(COM-VEE) 的反馈调节基准电压
(COM-VEE) 稳压输出
VRLIM_SHORT_CHRG
用于退出PWM 的Rlim 短路充电比较
器上升阈值
上升阈值
_CMP_RISE
tRLIM_SHORT_CHRG_
RLIM 引脚短路充电PWM 模式期间的 RLIM 引脚< 0.645V，而FBVEE 引脚
< 2.48V
1.1
5
us
us
导通时间
ON_TIME
tRLIM_SHORT_CHRG_
RLIM 引脚短路充电PWM 模式期间的 RLIM 引脚< 0.645V，而FBVEE 引脚
< 2.48V
关断时间
OFF_TIME
(VDD-VEE) UVLO 比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
VVDD_UVLOS_RISING
0.9
0.2
V
V
(VDD-VEE) 欠压锁定上升阈值
(VDD-VEE) 欠压锁定迟滞
FBVDD 处的电压
FBVDD 处的电压
VVDD_UVLOS_HYST
(VDD-VEE) OVLO 比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
VVDD_OVLOS_RISING
29.45
27.55
31
29
32.55
30.45
V
V
(VDD-VEE) 过压锁定上升阈值
电压范围为VDD 至VEE，上升
VVDD_OVLOS_FALLIN
(VDD-VEE) 过压锁定下降阈值
电压范围为VDD 至VEE，下降
G
软启动（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
软启动期间、PG 之前，(VDD-VEE)
tdeglitch
3
ms
V
UVP 和(COM-VEE) UVP 及OVP 的抗
尖峰脉冲时间
(VDD-VEE) UVP，欠压保护比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
(VDD-VEE) 欠压保护上升阈值，VUVP
= VREF × 90%
VVDD_UVP_RISING
2.175
2.25
2.35
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在工作温度范围（TJ = –40°C 至150°C）内，VVIN = 8V 至18V，CIN = 20µF，COUT = 10µF，RLIM = 1kΩ，VENA = 5V，除
非另有说明。TA = 25°C 且VVIN = 12 V 时的所有典型值。
参数
测试条件
最小值 典型值 最大值 单位
VVDD_UVP_HYST
20
mV
(VDD-VEE) 欠压保护迟滞
(VDD-VEE) OVP，过压保护比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
(VDD –VEE) 过压保护上升阈值，
VVDD_OVP_RISING
2.7
2.1
2.7
2.75
20
2.825
2.4
V
VOVP = VREF × 110%
VVDD_OVP_HYST
mV
(VDD-VEE) 过压保护迟滞
(COM-VEE) UVP，欠压保护比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
(COM-VEE) 欠压保护上升阈值，VUVP
VVEE_UVP_RISING
VVEE_UVP_HYST
2.25
20
V
= VREF × 90%
mV
(COM-VEE) 欠压保护迟滞
(COM-VEE) OVP，过压保护比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
(COM-VEE) 过压保护上升阈值，VOVP
VVEE_OVP_RISING
= VREF × 110%
2.75
20
2.825
V
VVEE_OVP_HYST
mV
(COM-VEE) 过压保护迟滞
TSHUTS 热关断比较器（次级侧，所有电压均以VEE 为基准）
首次上电时，Tj 需要低于140oC 才能
启用。
TSHUTSSECONDAR
150
15
160
20
170
25
°C
°C
次级侧过热关断上升阈值
次级侧过热关断迟滞
Y_RISE
TSHUTSSECONDAR
Y_HYST
CMTI（共模瞬态抗扰度）
CMTI
150
V/ns
以GNDP 为基准的正VEE
以GNDP 为基准的负VEE
共模瞬态抗扰度
-150 V/ns
集成式MAGLAM 变压器（初级侧至次级侧。注意：这些值对于每个XFMR 版本都是唯一的）
N
2.72
-
变压器有效匝数比
次级侧至初级侧
(1) 请参阅VVIN_UVLOP_RISING 和VVIN_ UVLOP_FALLING 电气特性以了解最低工作电压VVIN。由于VVIN_UVLOP_FALLING < 8V，只要启动过程中
VVIN > VVIN_UVLOP_RISING，VVIN 就可以在8V 条件下工作。
7.8 安全限值
参数
测试条件
最大值
单位
R
θJA = 52.3°C/W，VVIN = 18V，TJ = 150°C，TA
220
mA
= 25°C，POUT = 1.5W (1) (2)
IS
安全输入均方根电流
R
θJA = 52.3°C/W，VVIN = 8V，TJ = 150°C，TA
450
mA
= 25°C，POUT = 1.2W (1) (2)
PS
TS
R
θJA = 52.3°C/W，TJ = 150°C，TA = 25°C (1) (2)
2.39
150
W
安全功率耗散（输入功率- 输出功率）
(1) (2)
°C
安全温度
(1) 最高安全温度TS 具有与为器件指定的最大结温TJ 相同的值。IS 和PS 参数分别表示安全电流和安全功率耗散。请勿超出IS 和PS 的最
大限值。这些限值随环境温度TA 的变化而变化。
(2) 在“热性能信息”表中，结至空气热阻RθJA 是安装在引线式表面贴装封装、高K JEDEC 测试板上的器件的热阻。可以使用这些公式
计算每个参数的值：TJ = TA + RθJA × P，其中P 为器件中耗散的功率。TJ(max) = TS = TA + RθJA × PS，其中TJ(max) 为最大允许结温。
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7.9 绝缘特性
绝缘寿命预测数据是使用业界通用的时间依赖性电介质击穿(TDDB) 测试方法收集的。在该测试中，将隔离栅每一侧的所有引
脚都连在一起，构成一个双端子器件，并在两侧之间施加高电压；绝缘击穿数据是在开关频率为60Hz 以及各种高电压条件下
在整个温度范围内收集的。对于增强型绝缘，VDE 标准要求使用故障率小于1 ppm 的TDDB 预测线。尽管额定工作隔离电压
条件下的预期最短绝缘寿命为20 年，但是VDE 增强认证要求工作电压具有额外20% 的安全裕度，寿命具有额外50% 的安全
裕度，也就是说在工作电压高于额定值20% 的条件下，所需的最短绝缘寿命为30 年。TDDB 预测线展示了隔离栅在整个寿命
期内承受高压应力的固有能力。根据TDDB 数据，固有绝缘能力为1000VRMS，寿命超过100 年。
图7-1. TDDB：1000Vrms 工作电压下的绝缘寿命预测。
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7.10 典型特性
每个Vin 下的最大建议平均功率安全工作区面积(SOA) 由1.5W 限制（虚线）的较低值和该输入电压下的相应热
降额曲线（实线）决定。不建议在高于125oC 的环境温度下运行。热降额功率通过评估板获得，该评估板与节
9.5.2 部分中所示的EVM 类似。Tshut 表示初级侧过热关断上升阈值。如“电气特性”表中所示，典型Tshut 值为
160oC，最小Tshut 值为150oC。下面提供了Tshut = 160oC 和150oC 时的SOA 降额曲线。对四种常见VDD-VEE
设置（15V、18V、22V 和25V）下的SOA 曲线进行了表征。在每个SOA 曲线中，输入电压范围为9V 至18V。
为了表示Tshut = 150oC 时的最坏情况，测试在一个屏蔽盒中进行，以阻断热处理室中的循环空气。
3
2.5
2
3
2.5
2
9 VIN
9 VIN
10.8 VIN
12 VIN
13.2 VIN
15 VIN
16 VIN
18 VIN
10.8 VIN
12 VIN
13.2 VIN
15 VIN
16 VIN
18 VIN
1.5
1
1.5
1
Maximum Recommended
Average Power SOA Area
Maximum Recommended
Average Power SOA Area
0.5
0.5
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100 125 150 175
-50
-25
0
25
50
75
100 125 150 175
Ambient Temperature (C)
Ambient Temperature (C)
图7-2. SOA 降额曲线：VVDD-VEE = 15V，VCOM-VEE = 5V，
Tshut=160oC，VCOM-VEE 无负载
图7-3. SOA 降额曲线：VVDD-VEE = 18V，VCOM-VEE = 3V，
Tshut=160oC，VCOM-VEE 无负载
3
3
9 VIN
10.8 VIN
9 VIN
10.8 VIN
2.5
2
2.5
2
12 VIN
13.2 VIN
15 VIN
16 VIN
18 VIN
12 VIN
13.2 VIN
15 VIN
16 VIN
18 VIN
1.5
1
1.5
1
Maximum Recommended
Average Power SOA Area
Maximum Recommended
Average Power SOA Area
0.5
0.5
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100 125 150 175
-50
-25
0
25
50
75
100 125 150 175
Ambient Temperature (C)
Ambient Temperature (C)
图7-4. SOA 降额曲线：VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE = 4V，
Tshut=160oC，VCOM-VEE 无负载
图7-5. SOA 降额曲线：VVDD-VEE = 25V，VCOM-VEE = 5V，
Tshut=160oC，VCOM-VEE 无负载
3
9 VIN
10.8 VIN
2.5
2
12 VIN
13.2 VIN
15 VIN
16 VIN
18 VIN
1.5
1
Maximum Recommended
Average Power SOA Area
0.5
图7-7. 启动：VIN = 12V，VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE = 4V，
0
-50
VCOM-VEE 无负载。电压标度：5V/div，时间标度：2ms/div。
-25
0
25
50
75
100 125 150 175
Ambient Temperature (C)
图7-6. SOA 降额曲线：VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE
=
4V，Tshut=150oC，VCOM-VEE 无负载，在屏蔽盒中测试。
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7.10 典型特性(continued)
图7-8. 关断：VIN = 12V，VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE = 4V，
V
COM-VEE 无负载。电压标度：5V/div，时间标度：50ms/div。
图7-9. 负载瞬态响应：在空载和1.5W 之间，VIN = 12V，VVDD-VEE
22V，VCOM-VEE = 4V
=
图7-10. VVDD-VEE 负载调节：VIN = 9V，VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE
图7-11. VVDD-VEE 负载调节：VIN = 12V，VVDD-VEE = 22V，
= 4V
VCOM-VEE = 4V
图7-12. VVDD-VEE 负载调节：VIN = 18V，VVDD-VEE = 22V，
图7-13. VCOM-VEE 负载调节：VIN = 9V，VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE
VCOM-VEE = 4V
= 4V
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7.10 典型特性(continued)
图7-15. VCOM-VEE 负载调节：VIN = 18V，VVDD-VEE = 22V，
图7-14. VCOM-VEE 负载调节：VIN = 12V，VVDD-VEE = 22V，
VCOM-VEE = 4V
VCOM-VEE = 4V
图7-16. VVDD-VEE 上效率与负载间的关系：VIN = 9V，VVDD-VEE
22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
=
图7-17. VVDD-VEE 上效率与负载间的关系：VIN = 12V，VVDD-VEE
22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
=
图7-19. VVDD-VEE 上输入电流与负载间的关系：VIN = 9V，VVDD-VEE
= 22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
图7-18. VVDD-VEE 上效率与负载间的关系：VIN = 18V，VVDD-VEE
22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
=
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7.10 典型特性(continued)
图7-20. VVDD-VEE 上输入电流与负载间的关系：VIN = 12V，
VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
图7-21. VVDD-VEE 上输入电流与负载间的关系：VIN = 18V，
VVDD-VEE = 22V，VCOM-VEE = 4V，VCOM-VEE 无负载
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8 详细说明
8.1 概述
UCC14141-Q1 器件适用于布板空间有限且需要更多集成的应用，还适用于为满足所需隔离规范而采用体积庞大
且价格昂贵的电源变压器的超高电压应用。器件具有低厚度、低重心和轻重量特性，与使用大型大体积变压器的
系统相比，可提供更高的振动耐受度。该器件易于使用，可在优化栅极电压来实现最高效率时根据需要灵活调整
正负输出电压，同时以其严格的电压调节精度保护栅极氧化物免受过应力影响。
这款器件集成了一个高效、低辐射隔离式直流/直流转换器，可为牵引逆变器电机驱动器、工业电机驱动器或其他
高压直流/直流转换器中的 SiC 或 IGBT 功率器件的栅极驱动器供电。对于稳压电源轨的 10.8V < VVIN < 13.2V，
此直流/直流转换器可提供高于 1.5W 的功率，而对于直接连接到 12V 电池的 8V < VVIN < 18V，则可提供 1W 功
率。
集成式直流/直流转换器采用开关模式操作和专有的电路技术来降低功率损耗并提高效率。专用控制机制、时钟方
案和片上变压器带来了高效率和低辐射。
集成变压器可在宽温度范围内提供电力输送，同时保持 5000VRMS 隔离和 1000VRMS 连续工作电压。变压器的低
隔离电容可提供高CMTI，从而实现快速dv/dt 开关和更高的开关频率，同时降低噪声。
VVIN 电源为初级侧电源控制器供电，该控制器负责开关连接到集成式变压器的输入级。电源传输到次级侧输出
级，并调节到(VDD–VEE) 引脚和FBVDD 引脚之间连接的电阻分压器（相对于VEE 引脚）设置的电平。输出电
压通过外部电阻分压器进行调节，从而实现宽(VDD–VEE) 范围。
为了获得理想性能，请确保 VVIN 输入电压保持在建议的工作电压范围内。请勿超过绝对最大额定电压，避免输入
引脚承受过大的应力。
快速滞环反馈突发控制环路监控 (VDD–VEE)，并确保输出电压保持在迟滞范围内，同时在负载和线路瞬态期间
具有低过冲和下冲。突发控制环路可在满载条件下实现高效运行，并可在整个 VVIN 范围内实现宽 VOUT 调节能
力。欠压锁定 (UVLO) 保护功能可监控输入电压引脚 VVIN，并具有迟滞和输入滤波器，确保在嘈杂条件下实现稳
健的系统性能。过压锁定 (OVLO) 保护可监控输入电压引脚 VIN，通过禁用开关并降低内部峰值电压来防止过压
应力。在整个上电时间内提供受控软启动时序，可在为输出电容器和负载充电的同时限制峰值输入浪涌电流。
UCC14141-Q1 还提供了第二个输出轨 (COM–VEE)，用作栅极驱动器的负偏置，可实现更快的 IGBT 关断开
关，还可在 SiC 器件快速开关期间防止不必要的导通。(COM–VEE) 具有一个简单、快速且高效的偏置控制器，
可确保在 PWM 开关期间调节正负电源轨。COM 引脚可连接 SiC 器件的源极或 IGBT 器件的发射极。借助外部限
流电阻器，设计人员可以根据栅极驱动系统的需求对灌电流和拉电流峰值进行编程。
故障保护和电源正常状态引脚为主机控制器提供了一种机制，用于监控直流/直流转换器的状态，并为栅极驱动器
提供正确的电源和 PWM 控制信号时序控制。故障保护包括欠压、过压、过热关断和隔离通道通信接口看门狗计
时器。
典型的软启动斜升时间大约为 3ms，但会根据输入电压、输出电压、输出电容和负载而变化。如果任一输出短路
或过载，器件将无法在 28.4ms 软启动看门狗计时器保护时间内上电，因此器件会锁存以提供保护。可通过切换
ENA 引脚或为VIN 下电上电来复位锁存器。
输出负载必须保持低电平，直到启动完成且 PG 引脚为低电平。上电时，在 PG 引脚指示电源正常（拉低逻辑电
平）之前，请勿对(VDD–VEE) 或(COM–VEE) 输出施加重负载，避免通过提供电源来斜升电压的问题。
TI 建议使用 PG 状态指示器作为开始将 PWM 信号传输至栅极驱动器的触发点。PG 输出通过提供有关 (VDD–
VEE) 和 (COM–VEE) 输出何时都达到其调节阈值 ±10% 范围内的可靠闭环指示，消除了输出何时就绪的任何歧
义。
在 PG 变为低电平之前，请勿让主机开始将 PWM 传输到栅极驱动器。此操作通常在 VVIN > VVIN_UVLOP 且 ENA
变为高电平后不到 28.4ms 时发生。PG 状态输出指示电源在 (VDD–VEE) 和 (COM–VEE) 软启动后正常，并且
处于±10% 的调节范围内。
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如果主机不监测PG，请确保主机在VVIN > VVIN_UVLOP 且ENA 变为高电平35ms 之前，不会开始将PWM 传输到
栅极驱动器，以便在VDD 和VEE 软启动后有足够的时间使电源正常。
8.2 功能方框图
VIN
VDD
Q1
Q2
Q3
Q4
Source
D1
D3
RLIM
Sink
D2
D4
GNDP
VEE
Gate-drive logic
and
level shifting
Oscillator
SSM
FBVEE
Enable
Power off/on
FBVDD
ENA
PG
Secondary-
side feedback
regulation
and
RX
TX
Primary-side
controller and
fault monitoring
+
fault monitoring
VREF
VEEA
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8.3 特性说明
8.3.1 功率级运行
UCC14141-Q1 模块在初级侧使用有源全桥逆变器，在次级侧使用无源全桥整流器。小型集成变压器具有相对较
高的载波频率，可减小尺寸以集成到 36 引脚 SSOP 封装中。功率级载波频率在 10MHz 至 22MHz 范围内运行。
功率级载波频率由具有前馈控制的输入电压决定：当VVIN 为8V 时，频率为 22MHz；当VVIN 为18V 时，频率为
10MHz；当 VVIN 介于 8V 和 18V 之间时，随着 VVIN 电压上升，频率会从 22MHz 逐渐降低到 10MHz。扩频调制
(SSM) 用于减少辐射。器件会维持ZVS 运行以降低开关功率损耗。
UCC14141-Q1 模块可生成两个稳压输出。它可以配置为单输出转换器（仅 VDD 至 VEE）或双输出转换器
（VDD 至 VEE 和 COM 至 VEE）。即使模块使用 VEE 作为参考点来生成两个正输出电压，输出也可以使用
COM 作为参考点并成为正输出和负输出。
这两个输出通过迟滞控制进行独立控制。此外，VDD-VEE 是主输出，而 COM 到 VEE 使用主输出作为其输入，
可产生第二个稳压输出电压。
8.3.1.1 VDD-VEE 电压调节
VDD-VEE 输出是模块的主输出。功率级操作由 FBVDD 引脚上检测到的 VDD-VEE 电压决定。如图 8-1 所示，
VDD-VEE 电压通过分压器 RFBVDD_TOP 和 RFBVDD_BOT 检测。当 FBVDD 电压低于关断阈值(大约比 VFBVDD_REF
高 10mV 时)，功率级将运行，向次级侧供电，并使 VDD-VEE 输出电压上升。输出达到关断阈值后，功率级将关
闭。输出电压会因负载电流而下降。当输出电压降至导通阈值（大约比 VFBVDD_REF 小10mV）以下后，功率级将
再次开启。借助精确的电压基准和迟滞控制，可以高精度调节 VDD-VEE 输出电压。为了提高抗噪性能，应在
FBVDD 和VEE 引脚之间添加一个 330pF 的小型电容器。过大的电容器会减慢迟滞环路，并可能导致输出电压纹
波过大，甚至造成稳定性问题。
Power stage
VIN
VDD
RFBVDD_TOP
FBVDD
GNDP
COUT1
–
+
CFBVDD
RFBVDD_BOT
VFBVDD_REF
VEE
图8-1. VDD-VEE 电压调节
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8.3.1.2 COM-VEE 电压调节
COM-VEE 输出将 VDD-VEE 输出作为其输入，并产生稳定的输出电压。尽管工作原理并不完全相同，但它可被
视为VDD-VEE 的LDO 输出。由于其输入电压为VDD-VEE，来自COM-VEE 的最大输出电压是VDD 和VEE 之
间的电压。
COM-VEE 输出稳压器级使用与外部限流电阻器(RLIM) 串联的内部高侧或低侧FET 对COM-VEE 输出电压进行充
电或放电。迟滞控制用于控制两个 FET 的开关实例，可实现精确调节的 COM-VEE 电压。如图 8-2 所示，COM-
VEE 输出电压通过 FBVEE 引脚上的分压器 RFBVEE_TOP 和 RFBVEE_BOT 进行检测。TI 建议在 FBVEE 引脚上使用
一个330pF 电容器来滤除开关频率噪声。当FBVEE 上的电压低于充电阈值（比VFBVEE_REF 低20mV）时，充电
电阻器保持导通状态，放电电阻器保持关断状态。COM-VEE 输出电压会上升。当FBVEE 电压达到停止充电阈值
（比 VFBVEE_REF 高 20mV）后，充电电阻器将关断。输出电压会停止上升。当充电电阻器关断时，放电电阻器由
另一个迟滞控制器根据FBVEE 引脚电压、基准电压VFBVEE_REF 和20mV 的迟滞进行控制。
COM-VEE 输出稳压器级将防止在 COM-VEE 短路期间使高侧 FET 长时间保持导通。该保护功能通过监控 RLIM
引脚电压和控制高侧 FET 占空比来实现。当 COM 引脚电压低于 0.645V，而 FBVEE 电压低于 2.48V 时，高侧
FET 约 20% 的占空比控制会覆盖 COM-VEE 稳压器的迟滞控制，每个占空比中的典型导通时间和关断时间分别
为
tRLIM_SHORT_CHRG_
和
tRLIM_SHORT_CHRG_
。 当
COM
引 脚 电 压 高 于
ON_TIME
OFF_TIME
V
RLIM_SHORT_CHRG_CMP_RISE 时，占空比控制将被禁用，迟滞控制将恢复正常运行。
VDD
VDD
COUT2
RLIM
COM
RCharge
+
–
VFBVEE_REF
RLIM
SW
20 mV
RFBVEE_TOP
FBVEE
COUT3
SW
+
–
RDischarge
VFBVEE_REF
1.25 mV
RFBVEE_BOT
CFBVEE
VEE
VEE
图8-2. COM-VEE 电压调节
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2.52V
2.50125V
VFBVEE_REF = 2.5V
2.48V
TurnON
Charge FET
TurnON
Charge FET
TurnOFF
CHARGE FET
Discharge Comparitor
Discharge Control
TurnON
Discharge FET
图8-3. COM-VEE 电压调节图
8.3.1.3 功率处理能力
最大功率处理能力由电路运行和热条件决定。对于给定的输出电压，在触发热保护之前，最大功率会随输入电压
的增加而增加。该器件实施了过功率保护(OPP)，可限制最大输出功率并降低高输入电压下的功率级RMS 电流。
OPP 由从输入电压到OPP 突发占空比(DOPP) 的前馈控制来实现。DOPP 在(VDD-VEE) 调节的主反馈环路的“大
型”突发导通时间内添加“小型”突发。当输入电压增加时，DOPP 会自动降低以限制平均输出功率。
在高环境温度下，热性能决定了最大功率和安全工作区 (SOA)。检测到过热后会触发保护性热关断。变压器和器
件具有高效和优化的热设计并采用小型封装，可在高环境温度下提供高功率处理能力。
(VDD-VEE)
OPP burst
(VDD-VEE) burst
图8-4. 带小型突发的过功率保护示意图
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8.3.2 输出电压软启动
图 8-5 展示了 UCC14141-Q1 软启动时两个输出轨的上电图。在 VVIN > VVIN_UVLOP 并且 ENA 被拉高后，软启动
序列开始并以软占空比增量进行突发占空比控制。随着时间的推移，突发占空比由初级侧控制信号(DSS_PRI) 逐渐
从12.5% 增加到 50%，因此 VVDD-VEE 和VCOM-VEE 都以受控的浅上升斜率按比例增加。当VVDD-VEE 增加到高于
V
VDD_UVLOS 时，反馈环路通信通道有足够的偏置电压，因此次级侧的突发反馈控制将接管。因此，DSS_PRI 会被
拉高，不再影响突发占空比。突发占空比通过比较VFBVDD 和VREF 来确定。VREF 以七个增量步长从0.9V 增加到
2.5V，其中第一个 0.4V 阶跃将 VREF 从 0.9V 升压到 1.3，然后接下来的六个 0.2 阶跃将 VREF 从 1.3 升压到
2.5V。每个阶跃持续 128µs。在 VVDD-VEE > VVDD_UVP 后，VCOM-VEE 的 RLIM 拉电流/灌电流稳压器将被启用。
RLIM 引脚的拉电流或灌电流极性通过比较VFBVEE 和VREF 来确定，从而使VCOM-VEE 保持在严格的稳压范围内。
在 VVDD-VEE 或 VCOM-VEE 上升至其 UVP 阈值以上后，VVDD-VEE UVP 和 VCOM-VEE UVP 及 OVP 的抗尖峰脉冲时
间为 3ms（典型值），然后通过拉低 PG 电压来发出电源正常信号。仅在启动期间发出电源正常信号之前应用
3ms（典型值）的抗尖峰脉冲时间。它为 VVDD-VEE 和 VCOM-VEE 提供了足够的时间，使其能够在启动后稳定在其
调节滞环内，从而使转换器不会在启动期间因过冲或下冲而关断。
软启动功能大大降低了上电期间的输入浪涌电流。此外，如果 VVDD-VEE 无法在 28.4ms 内达到 VVDD_UVLOS，则
器件会在安全状态下关断。28.4ms 软启动超时功能可在上电前输出短路情况下保护模块。
VIN
VIN_UVLOP
tdelay
UVLOP
ENA
PG
D = 12.5%
D = 25%
D = 50% D = 100%
DSS(PRI)
VDD_UVLOS
Comparator_Enable
2.5V
128µs
VVDD_OVP
VREF
VVDD_UVP
VVEE_OVP
VVEE_UVP
VVDD_UVLOS
VVDD-VEE
VCOM-VEE
RLIM Comparator_Enable
图8-5. 输出电压软启动图
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8.3.3 ENA 和PG
初级侧上的ENA 输入引脚和PG 输出引脚使用5V TTL 和3.3V LVTTL 电平逻辑阈值。
高电平有效使能输入 (ENA) 引脚用于打开模块的隔离式直流/直流转换器。可以使用 3.3V 或 5V 逻辑轨。将 ENA
引脚电压保持在 5.5V 以下。ENA 引脚电压高于使能阈值 VEN_IR 后，UCC14141-Q1 使能并开始开关，然后经过
软启动过程并向次级侧供电。当ENA 引脚电压降至禁用阈值VEN_IF 以下后，UCC14141-Q1 将禁用并停止开关。
ENA 引脚还可用于在 UCC14141-Q1 器件进入保护安全状态模式后对其进行复位。检测到故障后，保护逻辑将锁
存并将器件置于安全状态。当所有故障都清除时，可以使用 ENA 引脚来清除 UCC14141-Q1 锁存，方法是将
ENA 引脚电压降至 VEN_IF 以下并保持超过 150μs，然后切换回 3.3V 或 5V。器件随后将退出闭锁模式，并启动
软启动。图8-6 展示了闭锁复位时序。
ENA
150 µs
Latched-off
Latch-off state
Latch-off reset
Run
Power-stage state
Stop
PG
Delay time
determined by
output condition
图8-6. 使用ENA 引脚的闭锁复位
低电平有效电源正常 (PG) 引脚为开漏输出，用于指示模块何时不存在故障（短路）且输出电压在其调节设定点的
±10% 范围内。将 PG 引脚上的上拉电阻 (> 1kΩ) 连接到 5V 或 3.3V 逻辑轨。将 PG 引脚电压保持在 5.5V 以
下，同时不超过其建议的工作电压。PG 引脚的逻辑可通过图8-7 来说明。
1.1×VFBVDD_REF
+
–
FBVDD
+
–
0.9×VFBVDD_REF
Isolation
+
1.1×VFBVEE_REF
PG
–
FBVEE
+
–
0.9×VFBVEE_REF
Protections (Over-temperature, output over
voltage, input UVLO, input OVLO)
+
ENA
VEN_IR/VEN_IF
GNDP
–
图8-7. PG 引脚逻辑
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8.3.4 保护功能
UCC14141-Q1 具有完整的保护功能，包括输入欠压锁定、过压锁定保护、输出欠压保护、过压保护、过功率保
护和过热保护。输入欠压和过压锁定保护功能具有自动恢复响应。所有其他保护功能都具有闭锁响应。触发闭锁
响应保护后，转换器会进入闭锁状态，并停止开关，直到锁存复位，方法是先关闭再打开 ENA 引脚，或通过将
VVIN 电压降低到VVIN_ANALOG_UVLOP_FALLING 阈值以下，然后再升高到VVIN_UVLOP_RISING 阈值以上。
8.3.4.1 输入欠压锁定
UCC14141-Q1 可接受 8V 至 18V 的宽输入电压范围。当输入电压变得过低时，要么因为变压器匝数比限制而无
法调节输出，要么转换器的电流应力会过大。无论哪种方式，转换器都必须关闭以保护系统。
当VVIN 电压低于UVLO 阈值VVIN_UVLOP_FALLING 时，UCC14141-Q1 会进入输入欠压锁定。在UVLO 模式下，转
换器会停止开关。当 VIN 引脚电压低于 VIN 模拟欠压锁定下降阈值 VVIN_VULOP_FALLING 后，UCC14141-Q1 将复
位所有保护。之后，在VVIN 电压高于UVLO 阈值VVIN_UVLOP_RISING 后，转换器会被启用。根据ENA 引脚电压，
转换器可以开始开关，完成软启动过程或在禁用模式下，等待ENA 引脚电压变为高电平。
8.3.4.2 输入过压锁定
输入过压锁定保护用于保护UCC14141-Q1 器件免受过压损坏。它具有自动恢复响应。当VVIN 引脚电压高于输入
过压锁定阈值 VVIN_OVLO_RISE 时，开关将停止，转换器会停止向次级侧发送能量。在输入过压锁定保护之后，在
VVIN 引脚电压降至恢复阈值 VVIN_OVLO_FALLING 以下后，根据 ENA 引脚电压状态，转换器可以恢复运行，完成整
个软启动过程，或者在禁用模式下，等待ENA 引脚变为高电平。输入过压锁定不会复位其他闭锁保护。
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8.3.4.3 输出欠压保护
输出电压欠压保护基于 FBVDD 和 FBVEE 引脚电压。当 FBVDD 引脚电压低于其 UVP 阈值 VVDD_UVP_FALL，或
FBVEE 引脚电压低于其 UVP 阈值VVEE_UVP_FALL 时，便会激活欠压保护。UCC14141-Q1 会停止开关，并且PG
引脚会变为开路。
在软启动期间，输出电压从零开始上升。FBVDD 和 FBVEE 引脚电压低于 UVP 阈值。软启动期间会禁用 UVP。
如果软启动完成后引脚电压无法达到 UVP 恢复阈值（VVDD_UVP_RISE、VVEE_UVP_RISE），则会激活欠压保护。
UCC14141-Q1 会停止开关，并且PG 引脚会变为开路。
欠压保护具有闭锁响应。激活后，可以通过将 VVIN 下电上电来清来除闭锁状态。切换 ENA 引脚也可以复位闭锁
状态。有关详细信息，请参阅ENA 和PG 部分。
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8.3.4.4 输出过压保护
UCC14141-Q1 器件通过 FBVDD 和FBVEE 引脚检测输出电压，以便控制输出电压。为了防止输出电压过高而损
坏负载或 UCC14141-Q1 器件本身，UCC14141-Q1 器件配备了输出过压保护功能。根据反馈引脚电压和输出电
压，有两个过压保护级别。
在正常工作期间，由于负载瞬态或两个输出之间的负载不平衡，输出电压可能会超过其调节电平。根据 FBVDD
和FBVEE 上的引脚电压，在电压超过阈值 VVDD_OVP_RISE 或VVEE_OVP_RISE（比目标调节电压高 10%）后，转换
器会立即停止开关。
在极少数情况下，分压器会发生故障并提供错误的输出电压信息。继而，控制环路可能将输出电压调节到错误的
电压电平。UCC14141-Q1 器件还配备了失效防护过压保护功能。当 VDD-VEE 电压高于过压保护阈值
VVDD_OVLOS_RISE 后，转换器会立即关闭。该失效防护保护电平设置为 31V。它旨在保护 UCC14141-Q1 器件，
而不是负载。此设计必须确保电压反馈分压器在所有条件下都能正常运行。
输出过压保护具有闭锁响应。
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8.3.4.5 过功率保护
过功率保护 (OPP) 限制了最大平均输出功率。当输出过载时，务必要关断模块，防止其进一步损坏或将故障传播
到整个系统的其他部分。由于开关频率极高，实施传统的逐周期电流限制是不切实际的。UCC14141-Q1 器件依
赖于过功率保护(OPP) 与输出欠压保护协同工作。
如功率处理能力所述，通过输入电压前馈和“小幅”突发占空比调整，UCC14141-Q1 的最大电力输送能力得到
了良好控制。图8-8 展示了OPP 对Vin 和最大输出功率之间关系的影响。
Max
Power
Disable OPP
Enable OPP
Vin
图8-8. 不同输入电压条件下的最大输出功率
当负载超过最大电力输送能力时，输出电压开始下降。当输出电压降至欠压保护阈值以下时，会触发输出欠压保
护，并且器件会锁存至安全状态。
8.3.4.6 过热保护
UCC14141-Q1 集成了初级侧功率级、次级侧功率级以及隔离变压器。功率转换导致的功率损耗会导致模块温度
高于环境温度。为了确保电源模块的安全运行，UCC14141-Q1 器件配备了过热保护功能。器件会检测初级侧功
率级和次级侧功率级的温度并与过热保护阈值进行比较。如果初级侧功率级温度高于TSHUTPPRIMARY_RISE，或者
次级侧功率级温度高于 TSHUTSSECONDARY_RISE，模块将进入过热保护模式。模块将停止开关；PG 引脚会变为
开路。保护后，模块将进入闭锁模式。当功率级温度降至过热恢复阈值以下时，VVIN 下电上电或切换ENA 引脚电
压会使模块退出闭锁模式。根据 ENA 引脚电压，模块要么开始开关，向次级侧供电，要么在待机模式下等待
ENA 引脚电压变为高电平。
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8.4 器件功能模式
根据输入和输出条件、ENA 引脚电压以及器件温度，UCC14141-Q1 会采用以下其中一种工作模式。
1. 禁用模式。在此模式下，模块处于关闭状态，但会等待ENA 引脚变为高电平以开始工作。
2. 软启动模式。在此模式下，模块开始向次级侧供电。初级侧运行占空比和次级侧基准逐渐升高，来减少对模块
的应力。
3. 正常运行模式。在此模式下，模块正常运行，向次级侧供电。
4. 保护模式、自动恢复。在此模式下，由于输入UVLO 或OVLO 保护，模块处于关闭状态。在输入电压故障清
除后，根据ENA 引脚电压条件，如果ENA 引脚电压为低电平，它将变为禁用模式，或者它将通过软启动模
式进入正常运行模式。
5. 保护模式、闭锁。在此模式下，由于其他保护措施，模块处于关闭状态。即使导致保护的故障被清除，模块仍
会保持关闭状态。VVIN 上电下电操作必须先确保输入电压低于模拟UVLO 下降阈值
(VVIN_ANALOG_UVLOP_FALLING) 以复位闭锁状态，否则ENA 引脚会先切换至低电平(OFF)，然后切换至高电平
(ON)。
表8-1 列出了此器件的电源功能模式。ENA 引脚有一个内部弱接地下拉电阻，但是TI 不建议将此引脚保持开路。
表8-1. 器件功能模式
输入
输出
工作模式
V(VDD –VEE)
V(COM –VEE)
VVIN
ENA
X
PG 开漏
故障
X
隔离式输出1
隔离式输出2
保护模式、自动
恢复
VVIN < VVIN_UVLOP_RISING
OFF
OFF
关闭
关闭
高
高
低
高
高
VVIN_UVLOP_RISING < VVIN
VVIN_OVLO_RISING
<
X
低电平
高电平
高电平
X
禁用模式
VVIN_UVLOP_RISING < VVIN
VVIN_OVLO_RISING
<
<
无故障
有故障
X
在设定点调节
关闭
在设定点调节
关闭
正常运行
VVIN_UVLOP_RISING < VVIN
VVIN_OVLO_RISING
保护模式、闭锁
保护模式、自动
恢复
VVIN > VVIN_OVLO_RISING
OFF
关闭
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9 应用和实施
备注
以下应用部分中的信息不属于 TI 元件规格，TI 不担保其准确性和完整性。TI 的客户负责确定元件是否
适合其用途，以及验证和测试其设计实现以确认系统功能。
9.1 应用信息
UCC14141-Q1 器件适用于布板空间有限且需要更多集成的应用。该器件还适用于为满足所需隔离规范而采用体
积庞大且价格昂贵的电源变压器的超高电压应用。
9.2 典型应用
下图展示了为隔离负载供电的UCC14141-Q1 器件配置的典型应用原理图。
GNDP
GNDP
PG
VEE
VEEA
FBVDD
FBVEE
RLIM
VEE
VDD
COUT2
PG
ENA
ENA
RLIM1
GNDP
RLIM2
COM
VIN
RFBVEE_TOP
VIN
DLIM
VEE
CIN
VIN
VDD
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
CFBVEE
COUT1B
VDD
RFBVEE_BOT
COUT3
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
RFBVDD_TOP
COUT1
CFBVDD
RFBVDD_BOT
图9-1. 双路可调输出配置
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GNDP
GNDP
VEE
VEEA
FBVDD
FBVEE
RLIM
VEE
VDD
RFBVDD_TOP
PG
PG
ENA
ENA
GNDP
RLIM
RFBVDD_BOT
(op onal)
CFBVDD
VIN
VIN
VEE
CIN
VIN
VDD
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
GNDP
COUT2
VDD
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
VEE
COUT1
图9-2. 单路可调输出配置
9.2.1 设计要求
使用 UCC14141-Q1 模块进行设计很简单。首先，选择单路输出还是双路输出。确定每个输出的电压，然后通过
电阻分压器设置调节。其次，根据“电容器选型”部分中的步骤选择建议的输入和输出电容器。功率器件的栅极
电荷决定了栅极驱动器输入端所需的输出去耦电容大小。再次，根据“单个 RLIM 电阻器选型”或“RDR 电路元
件选型”部分中的步骤，计算双路输出用于调节(COM–VEE) 电压轨的RLIM 电阻值。
对于双路输出配置，VDD 至VEE 输出电容器的放置和 RLIM 至COM 电阻会对电源模块的性能和系统BOM 成本
产生很大影响。表9-1 比较了两种不同VDD 至VEE 输出去耦电容器放置方式和两种 RLIM 限流网络的四种组合。
数字 1 表示最佳，数字 4 表示最差。表中显示方案 B 提供最佳性能，而方案 A 提供最低的 BOM 成本。如图 9-1
所示，COUT1 是最靠近 VDD 和 VEE 引脚的去耦电容器，而 COUT1B 是最靠近输出负载的去耦电容器。此外，
RLIM 引脚和 COM 端子之间的限流电阻器网络称为 RDR 电路，可独立对 RLIM 稳压器的充电和放电电流进行编
程。
例如，对于具有高 di/dt 电流变化的栅极驱动器应用，电源模块的输出端子和输出负载的输入偏置端子之间的有限
阻抗会极大地影响负载点的瞬态响应，因此，局部去耦电容 COUT1B 可在驱动器开关条件下为 VVDD-to-COM
和
V
COM-to-VEE 提供非常有效的低阻抗去耦。从原理图方面看，增加 COUT1B 似乎意味着再增加一个电容器，但实际
情况是，它有助于避免 COUT2 和COUT3 过大。使用COUT1B 时，COUT2 和COUT3 的电容和电容器封装尺寸减小，
最终降低了输出电容器组的总 BOM 成本。后面的节 9.2.2.1 将详细介绍 COUT1B 的设计过程。另一个优势是，当
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COUT2 和 COUT3 的电容减小时，可以使用更高的 RLIM 电阻进行 COM 至 VEE 调节，因此降低了 RLIM 稳压器的
功率损耗，从而提高了电源模块效率。
表9-1. 四种设计方案及其系统级影响的比较
COUT1B
是
RDR
输出纹波
效率
外部BOM 数量/成本
3
3
方案A
方案B
方案C
方案D
否
1（最低）
2
3
4
是
是
1（最低）
1（最高）
4
2
4
2
否
否
否
是
如图 9-1 所示，RDR 电路是 RLIM 引脚的限流电阻器网络，允许 RLIM 稳压器独立优化充电和放电电流能力，以
便通过减少 RLIM 稳压器的功率损耗来进一步提高电源模块效率。电路由三个元件组成，一个高阻值电阻 RLIM1 与
另一个电阻-二极管分支并联，一个小阻值电阻 RLIM2 与小信号二极管 DLIM 串联。RLIM1 电阻远高于 RLIM2 电阻。
由于VVDD-to-VEE 通常比VCOM-to-VEE 高得多（尤其是在栅极驱动应用中），RLIM1 为内部充电开关提供了一条高电
阻路径来大幅降低开关电流，从而降低内部充电开关的开关损耗和传导损耗以及 RLIM1 的功率损耗，可实现更高
的效率。此外，由于充电电流更小，在充电开关导通时对减少 VVDD-to-VEE 纹波的干扰将降至最低，因此总峰峰值
纹波将减小。
当放电开关打开时，DLIM 提供了一条单向路径，可将大部分 RLIM 引脚电流转回 RLIM2。借助这种方法，配备足
够强灌电流能力的 RLIM 稳压器可以避免 COM 引脚端子上的不平衡电流在稳压范围之外为 VCOM-to-VEE 充电。由
于 VCOM-to-VEE 低于 VVDD-to-VEE，例如 -5V 相对于 25V，因此内部放电开关和具有更大开关电流的 RLIM2 的功率
损耗问题就不那么重要了。相反，如果 RLIM 引脚仅使用一个电阻器，则电阻器需要设计为在最坏情况下具有最
低电阻，以确保VCOM-to-VEE 调节，因此效率会受到影响。例如，与仅使用一个51Ω的RLIM 相比，RLIM1 为1kΩ
且 RLIM2 为 51Ω 的 RDR 电路可在从 VDD 到 COM 的 10mA 负载下将转换器效率提高 7%，并将外壳温度降低
10°C。
基于上述情况，强烈建议将方案 B 作为应用的首选。若有其他注意事项需要考虑，用户仍可以使用另外三种设计
方案。设计计算器提供了一个通用计算工具，可帮助用户优化每种方案。这些公式基于以下详细说明。
9.2.2 详细设计过程
将陶瓷去耦电容器放置在尽可能靠近器件引脚的位置。对于输入电源，请将电容器放在引脚 6 至7 (VIN) 和引脚8
至 9 (GNDP) 之间。对于隔离式输出电源 (VDD–VEE)，请将电容器放在引脚 28 至 29 (VDD) 和引脚 30 至 31
(VEE) 之间。对于隔离式输出电源 (COM–VEE)，请在 RLIM 引脚和栅极驱动器 COM 电源输入端之间放置一个
RLIM 电阻器。此外，还应在栅极驱动器电源引脚（VDD 和 COM）和栅极驱动器电源引脚（COM 和 VEE）处放
置去耦电容器，电容值根据以下元件计算部分来确定。这些位置对所有去耦电容特别重要，因为这些电容提供与
电源驱动电路的快速开关波形相关的瞬态电流。确保电容器电介质材料与目标应用温度兼容。
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9.2.2.1 电容器选型
UCC14141-Q1 器件提供隔离式输出 VDD-VEE 作为其主输出。该器件还使用 VDD-VEE 作为其电源，提供了另
一个输出 COM-VEE。由于两个输出都与输入隔离，并且共用 VEE 作为公共参考点，因此UCC14141-Q1 输出可
配置为两个正输出、两个负输出或一正一负两个输出。UCC14141-Q1 输出也可用作单个正输出或单个负输出。
当模块配置为一正一负两个输出时，务必要正确选择输出电容比 COUT2 和 COUT3，来优化调节并避免导致过压或
欠压故障。
表9-2. 计算出的电容器值
值(µF)
电容器
说明
在VIN 引脚附近并联放置一个20μF 和一个0.1μF 高频去耦电容器。当从电压源到VIN 引
脚的串联阻抗较大时，可以使用大于20uF 的电容来减少电压纹波。
CIN
20 + 0.1
添加一个10μF 和一个0.1μF 电容器，用于对(VDD–VEE) 进行高频去耦。应靠近VDD 和
VEE 引脚放置。可以使用大于10uF 的电容来降低输出电压纹波。
COUT1
10 + 0.1
COUT1B
请见下方
大容量去耦输出充电电容器需放置在栅极驱动器引脚旁边。COUT2 与COUT3 的电容比对于在
充电或放电开关周期内优化双路输出分压器精度非常重要；而COUT1B 电容器用于最大程度地
减小总电容，包括COUT1B、COUT2 和COUT3 电容值。
COUT2
COUT3
请见下方
请见下方
输出电容器去耦对于实现理想的栅极驱动器运行状态非常重要。通过降低充电/放电路径中的寄生阻抗，可实现良
好的高频去耦效果。使用具有低ESR 和低ESL 的陶瓷电容器以及尽可能减小布线阻抗很重要。
如图 9-3 所述，UCC14141-Q1 的 VVDD-VEE 输出引脚需要一个去耦电容器 COUT1，用于高频去耦。然而，栅极驱
动器引脚上需要 COUT2 和 COUT3，用于 VVDD-COM 和 VVEE-COM 去耦。COUT1 和 COUT2/COUT3 组合之间的阻抗可
防止 COUT1 协助栅极驱动器的高频去耦，从而要求 COUT2 和 COUT3 接受满载。阻抗可能来自 PCB 布线、插座连
接、EMI 滤波器或铁氧体磁珠等。这会导致COUT2（尤其是COUT3）相对较大，从而实现较小的压降。
Place COUT2 and COUT3 next to gate driver pins for
best decoupling performance.
VDD
VIN
VDD
VIN
VDD
SiC
MOSFET
CIN
GNDP
COUT2
Gate
RLIM1
Driver
RLIM
COM
COUT3
RLIM2
PG
COUT1
COM
ENA
DLIM
SOURCE/
EMITTER
VEE
VEE
VEE
Place COUT1 next to Isolated Bias Module VDD-VEE output pins
for best high frequency decoupling performance.
图9-3. 具有Cout1、Cout2 和Cout3 的双路输出原理图
通过在 COUT2 和 COUT3 旁边的栅极驱动器引脚处加入一个 VVDD-VEE 的 COUT1B 电容器，可降低所需的 COUT2 和
OUT3 电容，如图 9-4 所示。COUT1B 可协助 COUT2 和 COUT3 的去耦总电容；从而降低实现所需压降需要的总电
C
容 (COUT1B + COUT2 +COUT3)。图 9-5 显示，当 COUT1B 从“无”增加到更高的 COUT1B 值时，COUT2 和 COUT3 显
著减少，总净电容减少，直至达到收益递减点（“拐点”），即任何额外的 COUT1B 都会使 COUT2 和 COUT3 降低
幅度相对较小，并开始使总净电容显著增加。使用最小总净电容下的最佳 COUT1B、COUT2 和COUT3 值，有利于减
小输出电容器尺寸和降低BOM 成本。
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Place COUT1B, COUT2, and COUT3 next to gate driver
pins for best decoupling performance.
VDD
VIN
VDD
VIN
VDD
SiC
MOSFET
CIN
GNDP
COUT2
Gate
RLIM1
Driver
RLIM
COM
RLIM2
PG
COUT1B
COUT1
COM
COUT3
ENA
DLIM
SOURCE/
EMITTER
VEE
VEE
VEE
Place COUT1 next to Isolated Bias Module VDD-VEE output pins
for best high frequency decoupling performance.
图9-4. 具有Cout1、Cout1B、Cout2 和Cout3 的双路输出原理图
70
60
50
40
30
20
10
0
COUT1B + COUT2 + COUT3
COUT3
COUT2
0
10
20
30
40
50
COUT1B at Gate Driver (F)
图9-5. 输出电容随Cout1B 选择的变化
为了计算 COUT1B、COUT2 和COUT3，我们计算了等效 (VDD-COM) 电容，该电容等于 COUT1B 和COUT3 与COUT2
并联的串联电容。将调整该等效 (VDD-VEE) 电容的大小，以限制电源开关（SiC 或 IGBT）栅极电荷开启时的预
定(VDD-COM) 放电压降。
C
C
×C
OUT1B OUT3
C
=
+C
(1)
VDD‐COM
OUT2
+C
EQ
OUT1B OUT3
求解VVDD-COM 上由负载瞬态引起的可接受压降，∆V(VDD-COM)_droop
Q
g
C
=
∆ V
(2)
VDD − COM
EQ
VDD − COM _droop
COUT2 与 COUT3 之比定义为 K23 的系数，它是分压器分压比与差分电流之比的乘积。分压器分压比源于两个电容
器的串联配置。分流比是根据流经两个电容器的充电电流计算得出。IMAX_POWER 是突发导通时间内电源模块的最
大瞬时电流，可通过将 25°C TA 下数据表 SOA 曲线上的最大功率除以 VVDD-VEE 来获得。IVDD-COM 是 VDD 和
COM 之间的总静态电流。以栅极驱动器为例，IVDD-VEE 是不进行开关时的电流消耗。ICOM-VEE 是 COM 和 VEE
之间的总静态电流。基于 KCL，在突发导通时间内对 COUT2 进行充电的差分电流为 (IMAX_POWER - IVDD-COM)，而
对COUT3 进行充电的差分电流为(IMAX_POWER - ICOM-VEE)。
C
= C
× K
23
(3)
OUT3
OUT2
其中
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V
V
× I
× I
− I
− I
VDD − COM
COM − VEE
MAX_POWER
COM − VEE
K
=
(4)
23
MAX_POWER
VDD − COM
接下来，将上述COUT3 表达式插入方程式1，我们会得到
Q
C
C
× C
+ C
× K
× K
g
OUT1B
OUT1B
OUT2
OUT2
23
23
=
+ C
(5)
OUT2
∆ V
VDD − COM _droop
接近负载点的总去耦电容(COUT_Total) 是COUT1B、COUT2 和COUT3 的总和。目标是找到最小的COUT1B，以尽可能
降低 COUT_Total，从而节省 BOM 成本和空间，同时保持所需的负载瞬态性能。可通过求解 COUT_Total 的偏导数
（等于0）来计算最优COUT1B
。
dC
OUT_Total
d
=
C
+ C
+ C = 0
OUT3
(6)
(7)
OUT1B
OUT2
dC
dC
OUT1B
OUT1B
将上述COUT3 和COUT2 表达式包含在方程式6 中，最优COUT1B 的推导公式为
3
2
2
2
K
× Q
×
K
+
K
+ K + 1 + K
×
K
+ K + 1 − 1
23
23
g
23
23
23
23
2
23
2
C
=
OUT1B
∆ V
× K + 1
×
K
+ K + 1
VDD − COM _droop
23
23
23
之后，求解方程式5，包括方程式7，COUT2 可以按下式求解
K
× Q − 1 + K
23
× C × ∆ V
OUT1B VDD − COM
23
g
droop
C
=
(8)
OUT2
2 × K × ∆ V
23
VDD − COM _droop
2
2
2
2
2
C
∆ V
K
+ 2K + 1 + 2C
K
Q
∆ V
1 − K
23
+ K Q
23 g
OUT1B
23
23
OUT1B 23 g
VDD − COM
VDD − COM
droop
droop
+
2 × K × ∆ V
23
VDD − COM _droop
总的来说，三个去耦电容器的设计过程从 COUT1B 计算开始，而后是 COUT2 计算，最后是 COUT3 计算。最终电容
值将用于计算RLIM，如下一节所述。
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9.2.2.2 单个RLIM 电阻器选型
UCC14141-Q1 器件提供隔离式输出 VDD-VEE 作为其主输出。它还使用 VDD-VEE 作为其电源，提供了另一个
输出COM-VEE。由于两个输出都与输入隔离，并且共用 VEE 作为公共参考点，因此UCC14141-Q1 输出可配置
为两个正输出、两个负输出或一正一负两个输出，如图9-6 所示。
VDD
RLIM
VEE
VOUT1
VDD
RLIM
VEE
COM
VIN
VIN
VOUT2
VOUT2
GNDP
GNDP
VOUT1
COM
(a) 双路输出，双正
(b) 双路输出，双负
VDD
RLIM
VEE
VOUT1
VIN
COM
GNDP
VOUT2
(c) 双路输出，一正一负
图9-6. 双路输出配置
当模块配置为双路正输出或双路负输出时，RLIM 电阻器是真正的限流电阻器。使用方程式 9，将RLIM 电阻器值设
置为VOUT2 需要最大负载电流时的值。IVOUT2_max 是VOUT2 输出的最大负载电流。
V
OUT2
R
=
− R
(9)
LIM
LIM_INT
I
VOUT2_max
RLIM_INT 是内部开关电阻值，典型值为30Ω。
对于隔离式栅极驱动器应用，需要一个正输出和一个负输出。在这种情况下，VDD-VEE 是总输出电压，中间点成
为参考点。由于 VDD 和 VEE 之间的总电压始终通过 FBVDD 反馈进行调节，因此 RLIM 引脚只需调节中点电
压，以便能够提供正确的正负电压。可以通过FBVEE 引脚来实现RLIM 控制，如COM-VEE 电压调节中所述。
根据电容器选型，选择与电压比成正比的输出电容比时，电容器将形成分压器。中点电压必须自然提供正确的正
负电压。同时，对于栅极驱动器电路，导通期间从正电源轨电容器拉出的栅极电荷会在关断期间反馈到负电源轨
电容器，两个输出电源轨负载必须始终保持平衡。但是，由于栅极驱动器电路静态电流不平衡以及两个电源轨的
电容容差，中点电压可能会随着时间的推移而发生偏移。RLIM 引脚提供相反的电流，可将中点电压保持在正确的
电平。
如图 9-7 (a) 所示，在不考虑栅极电荷的情况下，栅极驱动器电路静态电流会以不同的方式加载正电源轨和负电源
轨。净电流显示为中点的直流失调电流。
如图 9-7 (b) 所示，每次栅极驱动器电路打开主电源开关时，它都会将电荷从正负电源轨输出电容器中拉出。当模
块功率级向次级侧供电，使这些电容器刷新时，会将相同的电荷馈入这两个电容器中。如果电容器值完全匹配，
则电容中的电压上升将成比例。正负电压不会改变。但是，由于电容器容差，电容器值并不完全匹配。电压将以
不同的比率上升，其中较小的电容器上升得更快。随着时间的推移，中点电压 COM 将拉至另一个值。其中一个
电容器上的负载将导致电压不平衡。RLIM 功能可抵消电压不平衡并使COM 电压恢复到稳压状态。
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VDD=Q/COUT2
VEE=Q/COUT3
VDD/ VEE=COUT3/COUT2
ISO Driver
VDD
ISO Driver
VDD
Iq_off=Iq_VDD−Iq_VEE
VDD
RLIM
VEE
VDD
RLIM
VEE
Q
COUT2
Iq_VDD
VIN
VDD
VEE
VIN
COM
VEE
Iq_off
OUT
COM
VEE
COM
Q
COM
Iq_VEE
GNDP
COUT3
GNDP
COM
(a) 负载电流不平衡
(b) 电容不平衡
图9-7. 电压不平衡来源
由于这两个影响，RLIM 必须提供足够的电流来补偿此失调电流。RLIM 必须足够低以提供足够的电流，但不能太
低，否则会在栅极驱动器的每个导通和关断边沿纠正中点电压，并产生过多的功率损耗。
使用以下3 个公式选择的RLIM 电阻器可为负载提供足够的电流，其中值以这3 个公式中的最低者为准。
R
(10)
LIM_MAX_H
V
VDD − COM
C
=
− R
LIM_INT
C
× 1 − ∆ C
+ C
OUT3
× 1 − ∆ C
OUT3
× 1 − ∆ C
OUT3
+ C
−
× Q
× f
SW
+ ∆ I
COM_SOURCE
C
C
OUT2
OUT3
OUT2
OUT2
OUT3
OUT3
G_Total
其中
• QG_Total 是电源开关的总栅极电荷。
• fSW 是栅极驱动器负载的开关频率。
• 当ICOM-VEE>IVDD-COM 时，∆ICOM_SOURCE=ICOM-VEE-IVDD-COM。否则，∆ICOM_SOURCE=0A。
V
COM − VEE
R
=
(11)
LIM_MAX_L1
C
× 1 − ∆ C
+ C
C
OUT2
× 1 − ∆ C
OUT2
× 1 − ∆ C
OUT2
+ C
−
× Q
× f + ∆ I
SW COM_SINK
C
C
OUT2
OUT3
OUT2
OUT2
OUT3
OUT3
G_Total
− R
LIM_INT
其中，当ICOM-VEE<IVDD-COM 时，∆ICOM_SINK=IVDD-COM-ICOM-VEE。否则，∆ICOM_SINK=0A。
V
COM − VEE
R
=
− R
(12)
LIM_MAX_L2
LIM_INT
0.10 x V
COM − VEE
C
+ TOLERANCE
COUT3
×
+ ∆ I
COM_SINK
OUT3
3 ms
RLIM 值选择以下两者中的较小者：1) 电容器不平衡和负载所需的 RLIM，由 RLIM_MAX_H 和 RLIM_MAX_L1 计算得
出，或2) 在给定负载电流的情况下，在3ms 内响应VCOM-VEE 瞬态所需的RLIM，由RLIM_MAX_L2 计算得出。
RLIM 值决定(COM–VEE) 调节的响应时间。RLIM 值过低会导致振荡并可能使(VDD–VEE) 过载。RLIM 值过高可
能会因响应缓慢而导致失调电压误差。如果 RLIM 大于上述计算值，则没有足够的电流来为输出电容器充电，从而
导致电荷不平衡，其中电压无法保持调节，并最终超过 OVP 或 UVP 故障阈值，这时器件将关断以提供保护。选
择的RLIM 值应当接近三个计算结果中的最小值但比最小值小。
RLIM 的功率损耗可根据下式推导出
2
V
VDD − COM
P
=
Duty
(13)
RLIM
RLIM
R
LIM
C
2
× 1 − ∆ C
+ C
C
OUT2
OUT2
× 1 − ∆ C
OUT2
+ C
+
−
× Q
× f
+ ∆ I
× R
LIM
SW
COM_SINK
C
C
× 1 − ∆ C
OUT2
OUT2
OUT3
OUT2
OUT3
OUT3
G_Total
其中，DutyRLIM 是相对于开关周期的 RLIM 引脚开关导通时间的占空比。根据经验，33% 是用于计算功率损耗的
合理值。
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9.2.2.3 RDR 电路元件选型
可根据方程式10 选择RLIM1 值。可根据以下公式选择RLIM2 值
V
− 0.5
COM − VEE
R
=
(14)
LIM2
1
1
V
∙
−
COM − VEE
R
R
LIM_MAX_L
LIM_MAX_H
其中，RLIM_MAX_L 是“单个 RLIM 电阻器选型”部分中介于 RLIM_MAX_L1 和 RLIM_MAX_L2 之间的最小值，而 0.5V
表示DLIM 的二极管正向压降。
当计算出的 RLIM1 和 RLIM2 值具有足够大的差异时，RDR 效率提升很显著。如果 RLIM1 和 RLIM2 值接近，则可以
考虑使用单个RLIM 电阻器来减少外部元件。
RLIM1 的功率损耗可根据下式推导出
2
2
V
V
× R
LIM2
VDD − COM
COM − VEE
P
=
Duty
+ I
x
× R
LIM1
(15)
(16)
RLIM1
RLIM
SINK
R
V
× R
LIM2
+ V
− 0.5 x R
LIM1
LIM1
COM − VEE
COM − VEE
其中
C
× 1 − ∆ C
+ C × 1 − ∆ C
OUT3 OUT3
C
OUT2
× 1 − ∆ C
OUT2
OUT2
+ C
I
=
−
× Q
× f
+ ∆ I
SINK
SW
COM
SINK
C
C
OUT2
OUT3
G
Total
OUT2
OUT2
RLIM2 的功率损耗可根据下式近似得出
2
V
− 0.5 x R
LIM1
− 0.5 x R
COM − VEE LIM1
COM − VEE
+ V
P
= I
×
× R
LIM2
(17)
RLIM2
SINK
V
× R
LIM2
COM − VEE
二极管 DLIM 的最大额定电压需要考虑最高 VVDD-to-VEE。DLIM 的最大额定电流可以根据最坏情况下持续电流的降
额(VCOM-to-VEE –VF_DLIM) / RLIM2 来选择，其中VF_DLIM 是DLIM 的正向电压。二极管封装尺寸是根据正向导通中
的功率损耗 PLoss_DLIM = VF_DLIM x ((VCOM-to-VEE – VF_DLIM) / RLIM2) 确定的。建议使用肖特基二极管来降低功率
损耗。
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9.3 系统示例
UCC14141-Q1 模块设计为允许微控制器主机通过 ENA 引脚来启用它，可实现正确的系统时序控制。PG 输出还
允许主机监控模块的状态。当没有故障且输出电压处于设定目标输出电压的 ±10% 范围内时，PG 引脚变为低电
平。输出电压用于为 IGBT 或 SiC FET 功率器件的栅极驱动器供电。在 PG 引脚变为低电平后，主机可以开始向
栅极驱动器发送PWM 控制，以便确保正确进行时序控制。下图是双输出配置和单输出配置的系统图。
VIN
VDD
VDD
VIN
CIN
GNDP
COUT2
Buck
RLIM1
400V or 800V
RLIM
Open-Drain
COM
VEE
From Battery
RLIM2
PG
COUT1
COUT1B
COUT3
ENA
EMITTER/
SOURCE
DLIM
5V/3.3V
VEE
EMITTER/
SOURCE
Microcontroller
VDD
GATE
VEE
5V/3.3V VCC
VCC
PG_BIAS
PWM
Control
PWM
ON_BIAS
To Motor
GNDP
Similar Isolated DC-DC +
Isolated Gate Driver Block as Above
图9-8. 双输出系统配置
VIN
VDD
VDD
VIN
CIN
GNDP
Buck
RLIM
400-800V
___
PG
RLIM
Open-Drain
From Battery
COUT
ENA
5V/3.3V
GATE
VEE
VEE
EMITTER
/ SOURCE
EMITTER
/ SOURCE
Microcontroller
VDD
VCC
5V/3.3V
VCC
PG_BIAS
ON_BIAS
PWM
Control
GATE
VEE
PWM
To Motor
GNDP
-
Similar Isolated DC DC + Isolated Gate Driver Block as Above
图9-9. 单输出系统配置
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9.4 电源相关建议
UCC14141-Q1 的建议输入电源电压 (VVIN) 介于 8V 和 18V 之间。为了帮助确保可靠运行，必须在尽可能靠近电
源引脚的位置放置足够的去耦电容器。本地旁路电容器必须放置在输入端的VIN 和GNDP 引脚之间；隔离式输出
电源的 VDD 和VEE 之间；以及低电压输出电源的COM 和VEE 之间。TI 建议使用低 ESR 的陶瓷表面贴装电容
器。表 9-2 提供了用于高频去耦的建议电容。输入电源必须具有适当的额定电流，来支持终端应用所需的输出负
载。
9.5 布局
9.5.1 布局指南
UCC14141-Q1 集成隔离式电源解决方案可简化系统设计并减少使用的电路板面积。请遵循这些指南进行正确的
PCB 布局，以便实现理想性能。为了实现热性能良好的 PCB 设计，推荐在外部层上使用 2 盎司铜的至少 4 层
PCB 层堆叠。
1. 输入电容器：
a. 将0.1µF 高频旁路电容器(C14) 尽可能靠近引脚6、7 (VIN) 和引脚8–18 (GNDP) 放置，并与IC 位于
PCB 的同一侧。0402 陶瓷SMD 或更小尺寸是实现最佳布局所需的尺寸。请勿在旁路电容器和IC 引脚之
间放置任何过孔，以强制高频电流通过电容器。
b. 将大容量VIN 电容器（C12、C13）尽可能靠近0.1µF 高频旁路电容器(C14)、与之并联，并与IC 位于
PCB 的同一侧。
2. 输出电容：
a. 将0.1µF 高频旁路电容器(C7) 尽可能靠近引脚28、29 (VDD) 和引脚30、31 (VEE) 放置，并与IC 位于
PCB 的同一侧。0402 陶瓷SMD 或更小尺寸是实现最佳布局所需的尺寸。请勿在旁路电容器和IC 引脚之
间放置任何过孔，以强制高频电流通过电容器。
b. 将大容量VDD-VEE 电容器(C8) 尽可能靠近0.1µF 高频旁路电容器(C7)、与之并联，并与IC 位于PCB
的同一侧。
图9-10.
3. 栅极驱动器输出电容器：COUT2 和COUT3 是Excel 计算器工具中引用的参考位号。COUT2 是VDD-COM 之间
的电容器，COUT3 是COM-VEE 之间的电容器。COUT2 和COUT3 是栅极驱动器IC 所需的电容器。正确选择并
放置COUT2 和COUT3 对于实现UCC14141-Q1 和栅极驱动器IC 的出色性能至关重要。
a. COUT2 和COUT3 应放置在栅极驱动器IC 旁边，以实现出色的去耦和栅极驱动器开关性能
b. 在VDD-VEE 之间添加一个COUT1B，但与COUT2 和COUT3 并联放置在栅极驱动器上，这将减少所需的总
电容，降低对电容器变化的敏感度，并允许使用更高的RLIM 电阻值。
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4. RLIM：将RLIM (R3) 靠近引脚32 放置，使其位于输出电容分压器的COM 中点之间。R3 右侧显示的过孔布局
连接到COM。
图9-11.
5. 反馈：
a. VEEA（引脚35）应通过所有PCB 层与VEE 平面隔离，如下图红框所示。使用一个过孔直接连接到
FBVDD 和FBVEE 低侧电阻器和电容器（C15-16、R6-7），如PCB 底部所示。
b. 将反馈电阻器(R4-7) 和330pF 陶瓷电容器与低侧电阻器(R6-7) 并联放置在IC 附近，最好放置在IC 的另
一侧（如EVM 所示），或者放置在与IC 靠近引脚36 的同一层上。
c. 顶层反馈电阻器应放置在低侧电阻器旁边，两个电阻器之间具有较短的直接连接，并具有与FBVDD 的单
一连接。用于检测稳压轨(VDD-VEE) 的顶部连接应进行布线并连接到栅极驱动器引脚附近的VDD 偏置
电容器远程位置，以便获得出色的精度和瞬态响应。
d. 顶层反馈电阻器应放置在低侧电阻器旁边，两个电阻器之间具有较短的直接连接，并具有与FBVEE 的单
一连接；而用于检测稳压轨(COM-VEE) 的顶部连接应进行布线并连接到栅极驱动器引脚附近的COM 偏
置电容器远程位置，以便获得出色的精度和瞬态响应。
图9-12.
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6. 散热通孔：UCC14141-Q1 内部变压器直接连接到引线框。因此，如以下步骤所述，为PCB 设计提供足够的
空间和适当的散热至关重要。
a. TI 建议通过多个通孔将VIN、GNDP、VDD 和VEE 引脚连接到内部接地平面或电源平面。或者，使连接
到这些引脚的多边形尽可能宽。
b. 使用多个散热过孔将PCB 顶层GNDP 铜连接到底部GNDP 铜。如果可能，建议在外部顶部和底部PCB
层上使用2 盎司铜。
c. 使用多个散热过孔将PCB 顶层VEE 铜连接到底部VEE 铜。如果可能，建议在外部顶部和底部PCB 层
上使用2 盎司铜。
d. 连接顶部和底部铜的散热过孔也可以连接到内部铜层，以进一步改善散热效果。
e. 散热过孔类似于下图所示，但应在覆铜区允许的范围内尽可能多地使用散热过孔。UCC14141EVM-068
使用大约220mil x 350mil 的散热过孔阵列（GNDP 初级侧48 个散热过孔，VEE 次级侧54 个散热过
孔）。散热过孔直径为30mil，孔大小为12mil。
图9-13.
图9-14.
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f. 如热像图中所示，对于过孔数量和散热过孔阵列的尺寸，存在一个收益递减点。对于1.5W 的输出功率，
热传递在C12 和C8 之外迅速减弱。U1 到C12 的内部焊盘线的距离为320mil。
图9-15. 热像图
7. 爬电间隙：避免在UCC14141-Q1 下连接铜线，以保持数据表中指明的完整爬电距离、间隙和基本电压隔离
额定值。在整个定义的隔离栅中，保持以红色突出显示的间隙宽度。基础型隔离的排除间隙可以比增强型隔离
要求(8mm) 小50%。使用8mm 可提供额外的裕度。
图9-16.
8. 栅极驱动器电容器和反馈布线：
a. UCC14141EVM-068 上安装了VDD-COM 和VEE-COM 电容器，但这些电容器需要尽可能靠近相关的栅
极驱动器引脚放置。
b. 为了更好地调节电压，COM (COM FB) 和VDD (VDD FB) 的反馈布线应尽可能直接，以便直接在栅极驱
动器IC 附近的VDD 和COM 电容器处检测电压反馈。
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图9-17.
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9.5.2 布局示例
下图中所示的布局示例来自评估板UCC14141-Q1EVM、UCC14141EVM-068 并基于图9-1 设计。
图9-18. UCC14141-Q1EVM，PCB 顶层，组装
图9-19. UCC14141-Q1EVM，信号层2（与第3 层相同）
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图9-20. UCC14141-Q1EVM，信号层3（与第2 层相同）
图9-21. UCC14141-Q1EVM，PCB 底层，组装（镜像视图）
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10 器件和文档支持
10.1 文档支持
10.1.1 相关文档
请参阅如下相关文档：
• 德州仪器(TI)，UCC14240EVM-052 适用于需要正偏置单电源和正/负偏置双电源的牵引逆变器栅极驱动器IC
偏置应用用户指南。
• 德州仪器(TI)，隔离相关术语
10.2 接收文档更新通知
要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新 进行注册，即可每周接收产品信息更
改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。
10.3 支持资源
TI E2E™ 支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解
答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。
链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅
TI 的《使用条款》。
10.4 商标
TI E2E™ is a trademark of Texas Instruments.
所有商标均为其各自所有者的财产。
10.5 静电放电警告
静电放电(ESD) 会损坏这个集成电路。德州仪器(TI) 建议通过适当的预防措施处理所有集成电路。如果不遵守正确的处理
和安装程序，可能会损坏集成电路。
ESD 的损坏小至导致微小的性能降级，大至整个器件故障。精密的集成电路可能更容易受到损坏，这是因为非常细微的参
数更改都可能会导致器件与其发布的规格不相符。
10.6 术语表
TI 术语表
本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。
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11 机械、封装和可订购信息
下述页面包含机械、封装和订购信息。这些信息是指定器件可用的最新数据。数据如有变更，恕不另行通知，且
不会对此文档进行修订。有关此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。
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PACKAGE OPTION ADDENDUM
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2-Jul-2023
PACKAGING INFORMATION
Orderable Device
Status Package Type Package Pins Package
Eco Plan
Lead finish/
Ball material
MSL Peak Temp
Op Temp (°C)
Device Marking
Samples
Drawing
Qty
(1)
(2)
(3)
(4/5)
(6)
PUCC14141QDWNQ1
UCC14141QDWNRQ1
ACTIVE
ACTIVE
SO-MOD
SO-MOD
DWN
DWN
36
36
37
TBD
Call TI
Call TI
-40 to 125
-40 to 125
Samples
Samples
750
RoHS & Green
NIPDAU
Level-3-260C-168 HR
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(1) The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.
(2) RoHS: TI defines "RoHS" to mean semiconductor products that are compliant with the current EU RoHS requirements for all 10 RoHS substances, including the requirement that RoHS substance
do not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, "RoHS" products are suitable for use in specified lead-free processes. TI may
reference these types of products as "Pb-Free".
RoHS Exempt: TI defines "RoHS Exempt" to mean products that contain lead but are compliant with EU RoHS pursuant to a specific EU RoHS exemption.
Green: TI defines "Green" to mean the content of Chlorine (Cl) and Bromine (Br) based flame retardants meet JS709B low halogen requirements of <=1000ppm threshold. Antimony trioxide based
flame retardants must also meet the <=1000ppm threshold requirement.
(3) MSL, Peak Temp. - The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDEC industry standard classifications, and peak solder temperature.
(4) There may be additional marking, which relates to the logo, the lot trace code information, or the environmental category on the device.
(5) Multiple Device Markings will be inside parentheses. Only one Device Marking contained in parentheses and separated by a "~" will appear on a device. If a line is indented then it is a continuation
of the previous line and the two combined represent the entire Device Marking for that device.
(6)
Lead finish/Ball material - Orderable Devices may have multiple material finish options. Finish options are separated by a vertical ruled line. Lead finish/Ball material values may wrap to two
lines if the finish value exceeds the maximum column width.
Important Information and Disclaimer:The information provided on this page represents TI's knowledge and belief as of the date that it is provided. TI bases its knowledge and belief on information
provided by third parties, and makes no representation or warranty as to the accuracy of such information. Efforts are underway to better integrate information from third parties. TI has taken and
continues to take reasonable steps to provide representative and accurate information but may not have conducted destructive testing or chemical analysis on incoming materials and chemicals.
TI and TI suppliers consider certain information to be proprietary, and thus CAS numbers and other limited information may not be available for release.
In no event shall TI's liability arising out of such information exceed the total purchase price of the TI part(s) at issue in this document sold by TI to Customer on an annual basis.
Addendum-Page 1
PACKAGE OPTION ADDENDUM
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Addendum-Page 2
重要声明和免责声明
TI“按原样”提供技术和可靠性数据（包括数据表）、设计资源（包括参考设计）、应用或其他设计建议、网络工具、安全信息和其他资源，
不保证没有瑕疵且不做出任何明示或暗示的担保，包括但不限于对适销性、某特定用途方面的适用性或不侵犯任何第三方知识产权的暗示担
保。
这些资源可供使用 TI 产品进行设计的熟练开发人员使用。您将自行承担以下全部责任：(1) 针对您的应用选择合适的 TI 产品，(2) 设计、验
证并测试您的应用，(3) 确保您的应用满足相应标准以及任何其他功能安全、信息安全、监管或其他要求。
这些资源如有变更，恕不另行通知。TI 授权您仅可将这些资源用于研发本资源所述的 TI 产品的应用。严禁对这些资源进行其他复制或展示。
您无权使用任何其他 TI 知识产权或任何第三方知识产权。您应全额赔偿因在这些资源的使用中对 TI 及其代表造成的任何索赔、损害、成
本、损失和债务，TI 对此概不负责。
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