TPS548A28RWWR_技术文档

TPS548A28

ZHCSL24D –MARCH 2020 –REVISED JULY 2021

具有遥感、3V 内部LDO 和断续电流限制功能的

TPS548A28 2.7V 至16V 输入、15A 同步降压转换器

1 特性

2 应用

• 输入范围为4V 至16V，电流高达15A，无外部偏

压

• 输入范围为3V 至16V，电流高达12A，无外部偏

压

• 机架式服务器和刀片式服务器

• 硬件加速器和插件卡

• 数据中心交换机

• 工业PC

• 输入范围为2.7V 至16V 时，电流高达15A，外部

偏压范围为3.13V 至5.3V

3 说明

TPS548A28 器件是一款具有自适应导通时间 D-CAP3

控制模式的高效率、小尺寸同步降压转换器。该器件不

需要外部补偿，因此易于使用并且仅需要很少的外部元

件。该器件非常适合空间受限的数据中心应用。

• 输出电压范围：0.6V 至5.5V

• 集成式10.2mΩ和3.1mΩMOSFET

• D-CAP3^™，可提供超快负载阶跃响应

• 支持所有陶瓷输出电容器

• 在–40°C 至+125°C 结温下实现差分遥感，V_REF

为0.6V ±1%

• 自动跳跃Eco-mode^™可实现高轻负载效率

• 通过R_TRIP实现可编程电流限制

• 引脚可选开关频率：600kHz、800kHz、1MHz

• 可编程软启动时间

TPS548A28 器件具有差分遥感功能和高性能集成

MOSFET，在整个工作结温范围具有高精度 (±1%)

0.6V 电压基准。该器件具有快速负载瞬态响应、精确

负载调节和线路调节、跳跃模式或 FCCM 运行以及可

编程软启动功能。

TPS548A28 是一款无铅器件，完全符合 RoHS 标准，

无需豁免。

• 外部基准输入，用于跟踪

• 预偏置启动功能

• 开漏电源正常状态输出

• 在发生OC 和UV 故障时进入断续模式，在发生

OV 故障时进入闭锁模式

器件信息

封装⁽¹⁾

封装尺寸（标称值）

器件型号

TPS548A28

VQFN-HR (21)

4.00mm × 3.00mm

• 4mm × 3mm 21 引脚QFN 封装

• 引脚与12A TPS54JA20 兼容

• 完全符合RoHS 标准，无需豁免

(1) 如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附

录。

100

95

90

85

80

V_IN

10

21

1

VIN

BOOT

V_OUT

8

20

EN

SW

TPS548A28

19

9

VCC

Vosns+

75

Vout = 0.9 V

Vout = 1.0 V

Vout = 1.2 V

Vout = 1.8 V

Vout = 2.5 V

Vout = 3.3 V

Vout = 5.0 V

7

FB

Vin = 12 V

800 kHz

VCC = Int

800 nH

FCCM

PGOOD

MODE

TRIP

70

65

4

Vosns-

60

55

6

5

VSNS-

3

SS/

0

1

2

3

4

5

6

7

Output Current (A)

8

9

10 11 12 13 14 15

2

REFIN

AGND

PGND

Net-tie

D025

效率图

简化版原理图

本文档旨在为方便起见，提供有关TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问

www.ti.com，其内容始终优先。TI 不保证翻译的准确性和有效性。在实际设计之前，请务必参考最新版本的英文版本。

English Data Sheet: SNVSBB1

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内容

1 特性................................................................................... 1

2 应用................................................................................... 1

3 说明................................................................................... 1

4 修订历史记录.....................................................................2

5 引脚配置和功能................................................................. 3

6 规格................................................................................... 5

6.1 绝对最大额定值...........................................................5

6.2 ESD 等级.................................................................... 5

6.3 建议运行条件.............................................................. 5

6.4 热性能信息..................................................................6

6.5 电气特性......................................................................6

6.6 典型特征......................................................................9

7 详细说明.......................................................................... 12

7.1 概述...........................................................................12

7.2 功能方框图................................................................12

7.3 特性说明....................................................................13

7.4 器件功能模式............................................................ 20

8 应用和实现.......................................................................24

8.1 应用信息....................................................................24

8.2 典型应用....................................................................24

9 电源相关建议...................................................................36

10 布局............................................................................... 37

10.1 布局指南..................................................................37

10.2 布局示例..................................................................38

11 器件和文档支持..............................................................39

11.1 文档支持..................................................................39

11.2 接收文档更新通知................................................... 39

11.3 支持资源..................................................................39

11.4 商标.........................................................................39

11.5 Electrostatic Discharge Caution..............................39

11.6 术语表..................................................................... 39

12 机械、封装和可订购信息...............................................40

4 修订历史记录

注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同

Changes from Revision C (June 2020) to Revision D (July 2021)

Page

• 更正了整个文档中的拼写和语法错误.................................................................................................................. 1

• 添加了指向应用的链接........................................................................................................................................1

• 更新了整个文档中的表格、图和交叉参考的编号格式.........................................................................................1

• VIN-SW：瞬态值从10ns 更改为20ns，最小值从-1.5V 更改为-4V................................................................. 5

• VIN-PGND：瞬态值从10ns 更改为20ns...........................................................................................................5

• 更新了开关频率最小值和最大值......................................................................................................................... 6

• 更正了图6-10 ................................................................................................................................................... 9

• 阐明了器件如何进入故障状态以及如何清除故障.............................................................................................. 19

• 修复了方程式10 至方程式17 的交叉参考并更正了公式错误...........................................................................26

• 在段落中添加了R_TRIP值.................................................................................................................................. 26

• 将文本中的典型谷值电流从16.8A 更新为13.66A 以匹配方程式14 ............................................................... 26

• 添加了“进行四舍五入后使用15A 的谷值电流限制。”.................................................................................. 26

• 更新了“开关频率与输出电压间的关系”图..................................................................................................... 30

Changes from Revision B (June 2020) to Revision C (June 2020)

Page

• 删除了冗余的LDO 规格......................................................................................................................................6

Changes from Revision A (March 2020) to Revision B (June 2020)

Page

• 将销售状态从“预告信息”更改为“初始发行版”.............................................................................................1

2

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5 引脚配置和功能

VIN

21

SW

20

SW

20

VIN

21

BOOT

1

19 VCC

VCC

19

1

BOOT

AGND

TRIP

2

3

4

5

6

7

8

18 PGND

17 PGND

16 PGND

15 PGND

14 PGND

13 PGND

12 PGND

PGND

18

17

16

15

14

13

12

2

3

4

5

6

7

8

AGND

TRIP

MODE

SS/REFIN

VSNS-

FB

MODE

SS/REFIN

VSNS-

FB

EN

PGOOD

9

11 PGND

PGND

11

9

PGOOD

10

VIN

图5-1. RWW 封装21 引脚VQFN-HR 顶视图

图5-2. RWW 封装21 引脚VQFN-HR 底视图

表5-1. 引脚功能

I/O⁽¹⁾

I/O

G

编号

名称

说明

高侧栅极驱动器（升压端子）的电源轨。从该引脚到SW 节点之间连接自举电容

器。

1

2

3

BOOT

AGND

TRIP

接地引脚，内部控制电路的基准点

电流限制设置引脚。将一个电阻连接到AGND 即可设置电流限制跳变点。强烈建

议使用容差为±1% 的电阻。有关OCL 设置的详细信息，请参阅节7.3.9。

I/O

MODE 引脚可设置强制连续导通模式(FCCM) 或跳跃模式的工作模式。它还通过

在MODE 引脚和AGND 引脚之间连接一个电阻来选择工作频率。建议使用容差为

±1% 的电阻。详细信息，请参阅表7-1。

4

5

MODE

I

双功能引脚。软启动功能：将电容器连接到VSNS–引脚可对软启动时间进行编

程。最短软启动时间(1.5ms) 在内部是固定的。为避免在软启动电容器充电期间发

生过冲，该引脚需要一个最小值为1nF 的电容器。

SS/REFIN

I/O

REFIN 功能：该器件始终将这个SS/REFIN 引脚上的电压作为控制环路的基准。

内部基准电压可由该引脚上的外部直流电压源覆盖以用于跟踪应用。

用于远程电压检测配置的回路连接。它还用作内部基准的接地端。对于单端检测配

置，短接至AGND。

6

7

I

VSNS–

输出电压反馈输入。从V_OUT到VSNS–（抽头至FB 引脚）的电阻分压器可设置

输出电压。

FB

启用引脚。使能引脚可开启或关闭直流/直流开关转换器。在启动前将EN 引脚悬

空会禁用转换器。EN 引脚的建议运行条件为最大5.5V。请勿将EN 引脚直接连

接到VIN 引脚。

8

9

EN

I

开漏电源正常状态信号。当FB 电压超出指定限值时，PGOOD 在2µs 延迟后变为

低电平。

PGOOD

VIN

O

P

集成功率MOSFET 对和内部LDO 的电源输入引脚。应将VIN 引脚和PGND 引脚

之间的去耦输入电容器尽可能靠近放置。

10、21

11、12、13、

14、15、16、

17、18

内部低侧MOSFET 的电源接地端。至少需要将六个PGND 过孔尽可能靠近

PGND 引脚放置。这样可以更大限度减小寄生阻抗并降低热阻。

PGND

G

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3

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表5-1. 引脚功能(continued)

I/O⁽¹⁾

I/O

O

编号

名称

VCC

SW

说明

内部3V LDO 输出。可将3.3V 或更高电压的外部偏置连接到该引脚以减少内部

LDO 上的功率损耗。该引脚上的电压源为内部电路和栅极驱动器供电。从VCC 引

脚到PGND 引脚之间需要一个额定电压至少为6.3V 的2.2µF 陶瓷电容器作为去

耦电容器，并且需要尽可能靠近放置。

19

20

电源转换器的输出开关端子。将该引脚连接到输出电感器。

(1) I = 输入，O = 输出，P = 电源，G = 接地

4

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6 规格

6.1 绝对最大额定值

在工作结温范围内测得（除非另有说明）⁽¹⁾

最小值

–0.3

-4

最大值

单位

VIN

18

V

引脚电压

18

25

18

21.5

24

6

V

VIN –SW，直流

引脚电压

VIN –SW，瞬态值< 20ns

引脚电压

V

SW –PGND，直流

–0.3

-5

引脚电压

V

SW –PGND，瞬态值< 20ns

引脚电压

-0.3

V

BOOT –PGND

BOOT –SW

VCC

引脚电压

灌电流

V

–0.3

-0.3

6

V

6

V

EN、PGOOD

MODE

6

V

3

V

TRIP、SS/REFIN、FB

VSNS–

0.3

10

150

V

–0.3

mA

°C

电源正常灌电流能力

-40

-55

工作结温，T_J

贮存温度，T_stg

(1) 应力超出绝对最大额定值下所列的值可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是应力额定值，这并不表示器件在这些条件下以及

在建议运行条件以外的任何其他条件下能够正常运行。长时间处于绝对最大额定条件下可能会影响器件的可靠性。

6.2 ESD 等级

值

单位

人体放电模型(HBM)，符合ANSI/ESDA/JEDEC JS-001

±2000

标准⁽¹⁾

V_(ESD)

V

静电放电

充电器件模型(CDM)，符合JEDEC 规范JESD22-

±500

C101⁽²⁾

(1) JEDEC 文件JEP155 指出：500V HBM 可实现在标准ESD 控制流程下安全生产。

(2) JEDEC 文件JEP157 指出：250V CDM 可实现在标准ESD 控制流程下安全生产。

6.3 建议运行条件

在工作结温范围内测得（除非另有说明）

最小值

标称值

最大值

单位

V_IN

2.7

16

V

VCC 引脚由有效的外部偏置供电时的输入电压范围

使用内部VCC LDO 时的输入电压范围

使用内部VCC LDO 时启用转换器之前的最小VIN

输出电压范围

V_IN

3.0

V

V_IN

V_OUT

0.6

5.5

5.3

5.5

VCC

1.5

50

V

3.13

-0.1

V

外部VCC 偏置

引脚电压

V

BOOT 至SW

V

EN、PGOOD

–0.1

-0.1

-50

0

MODE

V

TRIP、SS/REFIN、FB

VSNS–（请参阅AGND）

电源正常输入电流能力

最大峰值电感器电流

mV

mA

A

引脚电压

I_PG

10

IL_PEAK

25

4.0

125

最小R_TRIP

kΩ

°C

T_J

-40

工作结温

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5

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6.4 热性能信息

TPS548A28

热指标⁽¹⁾

RWW（QFN，JEDEC）

RWW（QFN，TI EVM）

单位

21 引脚

49.5

18.2

11.2

21 引脚

26.6

R_θJA

R_θJC(top)

R_θJB

ψ_JT

°C/W

结至环境热阻

结至外壳（顶部）热阻

不适用⁽²⁾

0.5

结至电路板热阻

0.6

结至顶部特征参数

结至电路板特征参数

11.2

9.2

ψ_JB

(1) 有关新旧热指标的更多信息，请参阅半导体和IC 封装热指标应用报告。

(2) 不适用于EVM 布局。

6.5 电气特性

T_J= –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值

单位

电源

V_IN= 12V，V_EN= 2V，V_FB= V_INTREF

50mV（非开关），VCC 引脚上无外部偏置

+

I_Q(VIN)

680

9.5

850

20

µA

VIN 静态电流

V_IN= 12V，V_EN= 0V，VCC 引脚上无外部

偏置

I_SD(VIN)

VIN 关断电源电流

T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_EN= 2V，V_FB

_INTREF+ 50mV（非开关），VCC 引脚上具

有3.3V 外部偏置

=

I_Q(VCC)

V

680

7

820

µA

mA

VCC 静态电流

VCC 引脚上具有3.3V 外部偏置，常规开

关。T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_EN= 2V，

R_MODE= 0Ω至AGND

VCC 引脚上具有3.3V 外部偏置，常规开

关。T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_EN= 2V，

R_MODE= 30.1kΩ至AGND

VCC 外部偏置电流⁽¹⁾

I_VCC

9.5

VCC 引脚上具有3.3V 外部偏置，常规开

关。T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_EN= 2V，

R_MODE= 60.4kΩ至AGND

11.5

40

mA

µA

V_EN= 0V，V_IN= 0V，VCC 引脚上具有3.3V

外部偏置

I_SD(VCC)

60

VCC 关断电流

UVLO

VIN_UVLO(R)

VIN_UVLO(F)

ENABLE

V_EN(R)

2.1

2.4

2.7

V

VIN UVLO 上升阈值

VIN UVLO 下降阈值

VIN 上升，VCC = 3.3V 外部偏置

VIN 下降，VCC = 3.3V 外部偏置

1.55

1.85

2.15

1.17

0.97

1.22

1.02

0.2

1.27

1.07

V

EN 电压上升阈值

EN 电压下降阈值

EN 电压迟滞

EN 上升，启用开关

EN 下降，禁用开关

V_EN(F)

V_EN(H)

V

I_EN(LKG)

V_EN= 3.3 V

0.5

5

µA

kΩ

EN 输入漏电流

EN 内部下拉电阻

6500

EN 引脚至AGND

内部LDO（VCC 引脚）

内部LDO 输出电压

V_IN= 12V，I_LOAD(VCC)= 2mA

VCC 上升

2.90

2.80

2.62

3.02

2.87

2.70

0.17

3.12

2.94

2.77

V

VCC_UVLO(R)

VCC_UVLO(F)

VCC_UVLO(H)

VCC UVLO 上升阈值

VCC UVLO 下降阈值

VCC UVLO 迟滞

VCC 下降

V

T_J= 25°C，V_IN= 3.0V，I_{VCC_LOAD}= 2mA，

非开关

27

mV

mA

VCC LDO 压降电压

52

105

600

158

VCC LDO 短路电流限制

V_IN= 12V，所有温度

基准电压

V_INTREF

T_J= 25°C

mV

内部电压基准

6

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T_J= –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值

单位

597

603

mV

T_J= 0°C 至85°C

内部电压基准范围

594

606

40

mV

nA

T_J= –40°C 至125°C

内部电压基准范围

I_FB(LKG)

V_FB= V_INTREF

1

流入FB 引脚的输入漏电流

SS/REFIN 至FB 精度

T_J= -40°C 至125°C，V_SS/REFIN= 0.6V，

VSNS- = AGND，请参阅V_INTREF

0.6%

–0.6%

开关频率

T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_OUT= 1.2V，无负

载，R_MODE= 0Ω至AGND

0.54

0.72

0.82

0.62

0.8

0.70

0.88

1.1

T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_OUT= 1.2V，无负

载，R_MODE= 30.1kΩ至AGND

f_SW

MHz

SW 开关频率，FCCM 工作模式

T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_OUT= 1.2V，无负

载，R_MODE= 60.4kΩ至AGND

0.97

STARTUP

在内部LDO 配置中，从EN 变为高电平到第

一个SW 上升沿的延迟。C_VCC= 2.2µF。

C_SS/REFIN= 220nF。

0.93

2

ms

EN 至第一个开关延迟，内部LDO

在外部VCC 偏置配置中，从EN 变为高电平

到第一个SW 上升沿的延迟。VCC 偏置应在

550

1.5

900

µs

EN 至第一个开关延迟，外部VCC 偏置

EN 斜升之前达到调节值。C_SS/REFIN

220nF。

=

V_O从0V 上升到最终设定点的95%，C_SS/

_REFIN= 1nF

t_SS

1

ms

内部固定软启动时间

V_SS/REFIN= 0V

V_SS/REFIN= 1V

36

12

µA

SS/REFIN 拉电流

SS/REFIN 灌电流

功率级

R_DSON(HS)

10.2

3.1

70

高侧MOSFET 导通电阻

低侧MOSFET 导通电阻

最短导通时间

T_J= 25°C，BOOT–SW = 3V

T_J= 25°C，VCC = 3V

mΩ

ns

R_DSON(LS)

t_ON(min)

85

T_J= 25°C，VCC = 内部LDO

T_J= 25°C，VCC = 内部LDO，I_O= 1.5A，

V_FB= V_INTREF–20mV，SW 下降沿至上升

沿

t_OFF(min)

220

ns

最短关断时间

升压电路

I_BOOT(LKG)

T_J= 25°C，V_BOOT-SW= 3.3V

35

50

µA

V

BOOT 漏电流

V_{BOOT-SW(UV_F)}

2.0

BOOT-SW UVLO 下降阈值

T_J= 25°C，V_IN= 12V，V_BOOT-SW下降

过流保护

R_TRIP

4.0

14.7

21.4

TRIP 引脚电阻范围

kΩ

A

LS FET 上的谷值电流，0Ω≤R_TRIP

3.32kΩ

≤

15.1

18.4

电流限制钳位

K_OCL

60000

用于R_TRIP公式的恒定K_OCL

恒定K_OCL容差

A × Ω

K_OCL

-15%

–27%

–12

18.8%

27%

–8

4.02kΩ ≤R_TRIP≤7.5kΩ

R_TRIP= 10kΩ

K_OCL

恒定K_OCL容差

I_NOCL

-10

A

所有VIN

负电流限制阈值

I_ZC

400

mA

过零检测电流阈值，开环

V_IN= 12V，VCC = 内部LDO

输出OVP 和UVP

V_OVP

113%

77%

116%

400

80%

68

119%

83%

输出过压保护(OVP) 阈值电压

输出OVP 响应延迟

t_OVP(delay)

V_UVP

ns

µs

具有100mV 过驱

输出欠压保护(UVP) 阈值电压

输出UVP 滤波器延迟

t_UVP(delay)

电源正常

89%

113%

77%

92.5%

116%

80%

95%

119%

83%

FB 上升，PGOOD 从低电平到高电平

FB 上升，PGOOD 从高电平到低电平

FB 下降，PGOOD 从高电平到低电平

V_PGTH

PGOOD 阈值

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T_J= –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值

单位

103%

105.5%

108%

10

OOB（越界）阈值

FB 上升，PGOOD 保持高电平

V_PGOOD= 0.4V，V_IN= 12V，VCC = 内部

LDO

I_PG

mA

mV

PGOOD 灌电流

I_PGOOD= 5.5mA，V_IN= 12V，VCC = 内部

LDO

V_PG(low)

400

PGOOD 低电平输出电压

t_PGDLY(R)

t_PGDLY(F)

I_PG(LKG)

1.06

0.5

1.40

5

ms

µs

PGOOD 从低电平到高电平的延迟

PGOOD 从高电平到低电平的延迟

PGOOD 拉至高电平时的漏电流

仅在启动期间

T_J= 25°C，V_PGOOD= 3.3V，V_FB= V_INTREF

5

µA

V_IN= 0V，VCC = 0V，V_EN= 0V，PGOOD

通过100kΩ电阻上拉至3.3V

710

850

1000

1.5

mV

V

PGOOD 钳位低电平输出电压

V_IN= 0V，VCC = 0V，V_EN= 0V，PGOOD

通过10kΩ电阻上拉至3.3V

V_IN= 0V，V_EN= 0V，PGOOD 通过100kΩ

电阻上拉至3.3V，V_PGOOD≤0.4V

有效PGOOD 输出所需的最小VCC

输出放电

V_IN= 12V，VCC = 内部LDO，V_SW

0.5V，禁用电源转换

=

R_Dischg

70

输出放电电阻

Ω

热关断

热关断阈值⁽¹⁾

热关断迟滞⁽¹⁾

T_SDN

150

165

30

°C

温度上升

T_HYST

℃

(1) 根据设计确定。未经生产测试。

8

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6.6 典型特征

100

96

92

88

84

80

76

72

68

64

60

100

95

90

85

80

75

70

65

60

55

Vin = 12 V

800 kHz

VCC = Int

800 nH

Vout = 0.9 V

Vout = 1.0 V

Vout = 1.2 V

Vout = 1.8 V

Vout = 2.5 V

Vout = 3.3 V

Vout = 5.0 V

Vout = 0.9 V

Vout = 1.0 V

Vout = 1.2 V

Vout = 1.8 V

Vout = 2.5 V

Vout = 3.3 V

Vout = 5.0 V

Vin = 12 V

800 kHz

VCC = Int

800 nH

FCCM

Skip

0

1

2

3

4

5

6

7

Output Current (A)

8

9

10 11 12 13 14 15

0

1

2

3

4

5

6

7

Output Current (A)

8

9

10 11 12 13 14 15

D025

D027

图6-2. 效率与输出电流间的关系，FCCM，内部VCC

图6-1. 效率与输出电流间的关系，跳跃模式，内部

LDO

VCC LDO

115

110

105

100

95

115

110

105

100

95

90

85

Vin = 12 V

Vout = 1.0 V

VCC = Int

800 nH

800 kHz

Vout = 1.0 V

VCC = 3.3 V

800 nH

80

75

70

65

Nat Conv

100 LFM

200 LFM

400 LFM

75

70

65

100 LFM

200 LFM

400 LFM

800 kHz

0

3

6

Output Current (A)

9

12

15

0

3

6

Output Current (A)

9

12

15

D017

D016

图6-3. 安全工作区，V_OUT= 1.0V

图6-4. 安全工作区，V_OUT= 1.0V

130

120

110

100

90

130

120

110

100

90

80

70

Vin = 12 V

Vout = 5 V

VCC = 3.3 V

800 nH

800 kHz

Vin = 12 V

Vout = 5 V

VCC = Int

800 nH

800 kHz

60

Nat Conv

100 LFM

200 LFM

400 LFM

Nat Conv

100 LFM

200 LFM

400 LFM

50

40

30

0

3

6 9

Output Current (A)

12

15

0

3

6 9

Output Current (A)

12

15

D018

D001

图6-6. 安全工作区，V_OUT= 5V

图6-5. 安全工作区，V_OUT= 5V

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800

750

700

650

600

20

15

10

5

0

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D013

D014

V_IN= 12V V_EN= 0V

内部VCC LDO

图6-7. I_Q(VIN)与结温间的关系

图6-8. I_SD(VIN)与结温间的关系

3.04

0.603

0.602

0.601

0.6

3.03

3.02

3.01

3

0.599

0.598

0.597

2.99

-50

-25

0

25

50

75

Junction Temperature (°C)

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D015

V_IN= 12V

I_VCC= 2 mA

图6-10. V_INTREF与结温间的关系

图6-9. VCC LDO 与结温间的关系

1200

1100

1000

900

40

39

38

37

36

35

34

33

32

800

700

600

500

400

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D017

D020

V_IN= 12V

图6-11. 开关频率与结温的关系

图6-12. I_SS(source)与结温间的关系

10

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140

130

120

110

100

90

140

130

120

110

100

90

80

70

V_BOOT-SW=3V

V_BOOT-SW=5V

VCC=3V

VCC=5V

60

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

100

125

150

Junction Temperature (èC)

D021

D022

V_IN= 12V

图6-13. R_DSON(HS)与结温间的关系

图6-14. R_DSON(LS)与结温间的关系

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7 详细说明

7.1 概述

TPS548A28 器件是一款高效的单通道小型同步降压转换器。该器件适用于服务器、存储和类似计算应用中输出电

流为 15A 或更低的低输出电压负载点应用。TPS548A28 具有可与自适应接通时间架构结合使用的专有 D-CAP3

模式控制功能。这种组合以理想的方式构建具有低占空比和超快速负载阶跃响应的现代直流/直流转换器。输出电

压范围为0.6V 至5.5V。转换输入电压范围为 2.7V 至16V，且VCC 输入电压范围为3.13V 至5.3V。D-CAP3 模

式使用仿真电流信息来控制调制。该控制方案的一个优势是其不需要外部的相位补偿网络，这使得该器件易于使

用，并且所需的外部组件数量较少。该控制方案的另一个优势是其支持采用所有低ESR 输出电容器（如陶瓷电容

器和低 ESR 聚合物电容器）实现稳定运行。自适应导通时间控制功能可在宽输入和输出电压范围内跟踪预设开关

频率，同时可在负载阶跃瞬态期间根据需要增大开关频率。

7.2 功能方框图

PGOOD

SS/

REFIN

Soft-start

generator

PG Falling

Threshold

+

UV

Internal

Soft-start

VIN

EN

PGOOD Driver

LDO

+

OV

VCC

Reference

generator

VCC

PG Rising

Threshold

FB

BOOT

REG

PGOOD

+

VCCOK

Control Logic

VINOK

BOOT

VIN

VCC UVLO

VSNS-

VIN

PWM

+

VIN UVLO

ñ

t_ONgenerator

Minimum On/Off

Light Load

FCCM/Skip

Internal

Ramp

VCC UVLO

VIN UVLO

SW

XCON

EN

Enable

Output OVP/UVP

Thermal Shutdown

EN

+

1.22V / 1.02V

SW

Valley Current

Limit & ZCD

OC

Limit

TRIP

MODE

AGND

PGND

MODE

Selection

Fsw &

Mode

+

ThermalOK

165°C /

135°C

Output Soft

Discharge

12

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7.3 特性说明

7.3.1 内部VCC LDO 以及在VCC 引脚上使用外部偏置

TPS548A28 的内部3V LDO 具有来自 VIN 的输入和到达 VCC 的输出。当EN 电压上升至高于使能阈值（通常为

1.22V）时，内部 LDO 将被启用并开始调节 VCC 引脚上的输出电压。VCC 电压为内部模拟电路提供偏置电压，

还为栅极驱动器提供电源电压。

需要使用额定电压至少为 6.3V 的 2.2μF 陶瓷电容器将 VCC 引脚旁路掉。高于内部 LDO 输出电压的外部偏置可

以覆盖内部 LDO。这样可以提高转换器的效率，因为 VCC 电流现在从这个外部偏置而不是从内部线性稳压器流

出。

VCC UVLO 电路会监测 VCC 引脚电压，并在 VCC 低于 VCC UVLO 下降阈值时禁用整个转换器。为了使该器件

平稳运行，需要VCC 电压保持稳定和纯净。

以下是在VCC 引脚上使用外部偏置时的注意事项：

• 如果能够足够早在VCC 引脚上施加外部偏置（例如在EN 信号进入之前），内部LDO 将始终被强制关闭，并

且内部模拟电路将在其电源使能端具有稳定的电源轨。

•

（不建议）如果在VCC 引脚上延迟施加外部偏置（例如在EN 信号进入之后），只要在VCC 引脚上没有拉出

过大电流，便可以应用任何上电和断电时序。务必要了解VCC 引脚上有一条外部放电路径可以从VCC 引脚上

拉出高于内部LDO 电流限值的电流，并可能关闭VCC LDO，从而关闭转换器输出。

• 一种良好的上电序列是VIN UVLO 上升阈值或EN 上升阈值的至少其中之一晚于VCC UVLO 上升阈值得到满

足。例如，一种实际的上电序列为：首先施加VIN，然后施加外部偏置，然后EN 信号变为高电平。

7.3.2 启用

当 EN 引脚电压上升至高于使能阈值电压（通常为 1.22V）且 V_IN上升至高于 VIN UVLO 上升阈值时，该器件进

入其内部上电序列。电气特性的“启动”一节中指定了EN 至第一个开关延迟。

使用内部 VCC LDO 时，内部上电序列包括三个顺序步骤。在第一个周期内，VCC 旁路电容器上的 VCC 电压由

11mA 电流源充电。此 VCC LDO 启动时间的长度随 VCC 引脚上的电容而变化。但是，如果 V_IN电压斜升非常缓

慢，则 VCC LDO 输出电压将受 V_IN电压电平限制，因此 VCC LDO 启动时间可能会延长。由于 VCC LDO 启动

时间相对较长，因此内部 V_INTREF在这段时间内会累积并完成。一旦 VCC 电压超过 VCC UVLO 上升阈值（通常

为 2.87V），该器件便会进入第二步，即上电延迟。MODE 引脚设置检测、SS/REFIN 引脚检测和控制环路初始

化均在这 285μs 的延迟时间内完成。当 285μs 的上电延迟结束时，软启动斜坡开始。在软启动斜坡功率级期

间，仅当 SS/REFIN 引脚电压达到 50mV 后才会发生开关。因此引入了 SS 延迟，该延迟随 SS/REFIN 引脚上的

外部电容而变化。

在图 7-1 所示的示例中，VIN UVLO 上升阈值早于 EN 上升阈值得到满足。在这种情况下，VCC UVLO 上升阈值

成为启动内部上电序列的门控信号，而VIN 和EN 之间的序列无关紧要。

在 VCC 引脚上使用外部偏置时，内部上电序列仍包括三个顺序步骤。由于 VCC 电压已经累积，因此第一个周期

要短得多。还有一个 100µs 的周期让内部基准启动并达到调节点。在这个 100µs 的周期中，相关基准不仅包括

0.6V 的 V_INTREF，还包括用于各种功能的所有其他基准电压。然后，该器件进入第二步，即上电延迟。MODE 引

脚设置检测、SS/REFIN 引脚检测和控制环路初始化均在这 285μs 的延迟时间内完成。当 285μs 的上电延迟结

束时，软启动斜坡开始。在软启动斜坡功率级期间，仅当 SS/REFIN 引脚电压达到 50mV 后才会发生开关。因此

引入了SS 延迟，该延迟随SS/REFIN 引脚上的外部电容而变化。

在图7-2 所示的示例中，VIN UVLO 上升阈值和 EN 上升阈值均晚于 VCC UVLO 上升阈值得到满足。在这种情况

下，VIN UVLO 上升阈值或EN 上升阈值（以较晚满足者为准）成为启动内部上电序列的门控信号。

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2.4V

VIN

1.22V

EN

2.87V

VCC LDO

Power-on

delay

VCC LDO

Startup

50mV

SS/REFIN

SS delay

FB

SW pulses are omitted to

simplify the illustration

……

SW

图7-1. 使用内部LDO 的内部上电序列

2.87V

VCC

External

3.3V Bias

2.4V

VIN

1.22V

EN

Power-on

delay

V_REF

Build-up

SS/REFIN

50mV

SS delay

FB

SW pulses are omitted to

simplify the illustration

……

SW

图7-2. 使用外部偏置的内部上电序列

EN 引脚有一个内部滤波器可避免因小干扰而意外导通或关断。这个 RC 滤波器的时间常数为 5µs。例如，在 EN

引脚上施加一个 3.3V 电压源（这个电压源从 0V 跳至 3.3V 并具有理想上升沿）时，内部 EN 信号将在 5µs 后达

到2.086V，即达到施加的3.3V 电压电平的63.2%。

在EN 引脚和 AGND 引脚之间采用了一个内部下拉电阻。为避免影响 EN 上升/下降阈值，该内部下拉电阻设置为

6.5MΩ。借助该下拉电阻，在启动前使 EN 引脚悬空会使 TPS548A28 器件保持禁用状态。在标称运行期间，当

功率级开关操作时，这个大的内部下拉电阻可能没有足够的抗噪能力将EN 引脚保持在低电平。

EN 引脚的建议运行条件为最大5.5V。请勿将EN 引脚直接连接到VIN 引脚。

7.3.3 输出电压设置

输出电压由分压器电阻 R_{FB_HS}和 R_{FB_LS}进行编程。在 FB 引脚和负载的正节点之间连接 R_{FB_HS}，并在 FB 引脚

和 VSNS– 引脚之间连接 R_{FB_LS}。建议的 R_{FB_LS}值为 10kΩ，范围为 1kΩ 至 20kΩ。在确定 R_{FB_HS}的值时应

使用方程式1。

V_O- V

INTREF

R_{FB _HS}

=

ìR_{FB _LS}

V

INTREF

(1)

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FB 精度由两个因素决定。第一个因素是内部 600mV 基准（除非施加外部 V_REF，否则会将该基准施加到 SS/

REFIN 引脚）的精度。TPS548A28 器件在 0°C 至85°C 范围内提供 ±0.5% 的V_INTREF精度，在-40°C 至125°C

范围内提供 ±1.0% 的 V_INTREF的精度。第二个因素是 SS/REFIN 至 FB 精度，表示控制环路调节 FB 节点至 SS/

REFIN 引脚的精度。TPS548A28 器件在-40°C 至125°C 范围内提供±0.6% 的SS/REFIN 至FB 精度。例如，在

0°C 至85°C 范围内运行时，总FB 精度为±1.1%，其中考虑了芯片结温的影响以及器件之间的差异。

为了提高整体V_OUT精度，强烈建议为FB 分压器使用±1% 精度或更佳的电阻。

无论是遥感还是单端检测连接，FB 分压器R_{FB_HS}和R_{FB_LS}都应尽可能靠近该器件放置。

7.3.3.1 遥感

TPS548A28 器件通过 FB 和 VSNS– 引脚提供遥感功能。遥感功能可补偿 PCB 布线上的潜在压降，从而在稳态

运行状态和负载瞬态事件中帮助保持V_OUT容差。将FB 分压器电阻连接到远程位置可检测远程位置的输出电压。

FB 分压器电阻与远程位置之间的连接应采用一对宽度至少为12mil 的PCB 布线，并应在0.1μF 或更高的高频旁

路电容器上实现开尔文检测。遥感信号的接地连接必须连接到 VSNS– 引脚。遥感信号的 V_OUT连接必须连接到

反馈电阻分压器，并让下部反馈电阻R_{FB_LS}端接在VSNS–引脚上。为了保持稳定的输出电压并更大限度减小纹

波，这对遥感线路应远离任何噪声源（例如电感器和 SW 节点）或高频时钟线路。建议用上下两个接地平面屏蔽

这对遥感线路。

单端Vo 检测通常用于本地检测。在该配置中，请将较大的FB 电阻R_{FB_HS}连接到0.1μF 或更高的高频本地旁路

电容器，并将VSNS–短接至AGND。

建议的VSNS–工作范围（请参阅AGND 引脚）为–50mV 至+50mV。

7.3.4 内部固定软启动和外部可调软启动

TPS548A28 实现了一个支持内部固定软启动和外部可调软启动的电路。内部软启动时间通常设置为1.5ms。可通

过在SS/REFIN 和VSNS–引脚之间添加软启动(SS) 电容器来增加软启动时间。SS 电容器的总电容值可通过方

程式 2 确定。该器件在内部 SS 时间和由外部 SS 电容器确定的 SS 时间之间选择更长的 SS 斜坡时间。建议的

SS 电容器最大电容值为1µF。SS 电容器的最小电容值不得低于1nF。

该器件在 SS/REFIN 引脚到 AGND 之间不需要电容器，因此建议不要在 SS/REFIN 引脚到 AGND 之间放置电容

器。如果 C_SS/REFIN至 VSNS– 的电容器和 C_SS/REFIN至 AGND 的电容器都存在，请将 C_SS/REFIN至 VSNS– 的

电容器放置得更靠近VSNS–引脚，使回到VSNS–引脚的布线尽可能短。

SS/REFIN 引脚在内部上电延迟期间会在内部放电，确保软启动斜坡始终从零开始。

t

_SS(ms)ì36(mA )

C_SS(nF)=

V_INTREF( V)

(2)

7.3.5 用于输出电压跟踪的外部REFIN

TPS548A28 提供一个模拟输入引脚 (SS/REFIN) 来接受外部基准（即直流电压源）。该器件始终将这个 SS/

REFIN 引脚上的电压作为控制环路的基准。在SS/REFIN 引脚和VSNS–引脚之间施加一个外部电压基准时，这

个基准提供基准电压，因此 FB 电压完全遵循这个外部电压基准。-40°C 至 125°C 范围内的 ±0.6% SS/REFIN 至

FB 精度在此处也同样适用。

在内部上电延迟期间，有一个检测电路会检测 SS/REFIN 引脚上的电压，让您了解是否施加了有源直流电压源。

在进行检测之前，SS/REFIN 引脚会尝试通过连接到 AGND 的内部120Ω电阻释放掉SS/REFIN 电容器上的所有

能量。这段放电时间会持续 125µs。然后，在 32µs 的时间窗口内，检测电路会将 SS/REFIN 引脚电压与等于

V_INTREF的 89% 的内部基准进行比较。这种放电操作可确保具有剩余能量的 SS 电容器不会被误检测为电压基

准。如果外部电压基准无法提供足够的电流并保持电压电平高于 V_INTREF的 89%，则 SS/REFIN 检测电路将提供

错误的检测结果。

如果检测结果是 SS/REFIN 引脚电压低于 V_INTREF的 89%（表明未连接外部基准），该器件会先将内部固定

V

_INTREF作为 PGOOD 阈值、V_OUTOVP 和 V_OUTUVP 阈值的基准。在该配置中，鉴于 SS/REFIN 引脚上会出现

软启动斜坡，因此FB 的启动由内部固定软启动与外部软启动之间的较慢斜坡决定。一旦内部和外部软启动斜坡都

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完成，电源正常信号便会在 1.06ms 的内部延迟后变为高电平。整个内部软启动斜坡需要 2ms 才能完成。当 FB

达到等于 V_INTREF– 50mV 的阈值时，外部软启动完成信号会变为高电平。该器件等待 PGOOD 状态从低电平转

换为高电平，然后开始使用 SS/REFIN 引脚电压（而不是使用内部 V_INTREF）作为 PGOOD 阈值、V_OUTOVP 和

V_OUTUVP 阈值的基准。

如果检测结果是 SS/REFIN 引脚电压高于 V_INTREF的 89%（表明使用有源直流电压源作为外部基准），则该器件

始终使用 SS/REFIN 引脚电压（而不是内部 V_INTREF）作为 PGOOD 阈值、V_OUTOVP 和 V_OUTUVP 阈值的基

准。在该配置中，由于 SS/REFIN 引脚上出现直流电压且没有软启动斜坡，因此会在启动时使用内部固定软启

动。一旦内部软启动斜坡完成，电源正常信号便会在 1.06ms 的内部延迟后变为高电平。由于软启动斜坡超过

V_INTREF，整个内部软启动斜坡需要2ms 的时间才能完成。

在这种外部 REFIN 配置中，建议在EN 高电平信号之前将一个稳定的直流外部基准施加到SS/REFIN 引脚上。在

内部上电延迟期间，外部基准应能够保持 SS/REFIN 引脚等于或高于 V_INTREF的 89%，以便该器件可以正确检测

外部基准并选择适合 PGOOD、V_OUTOVP 和 V_OUTUVP 的阈值。电源正常状态从低电平转换为高电平后，外部

基准可设置为 0.5V 至 1.2V 的范围。为了在标称运行期间对 SS/REFIN 引脚进行过驱，如果外部基准低于内部

V_INTREF，外部基准必须能够接收超过 36µA 的电流，而如果外部基准高于内部 V_INTREF，外部基准必须能够提供

超过 12μA 的电流。通过电阻分压器由外部基准驱动 SS/REFIN 引脚时，分压器的电阻应足够低以便支持灌电流

或拉电流。

只要在设计中考虑了 PGOOD、V_OUTOVP 和 V_OUTUVP 的因素，便可以实现这样一种配置：先应用 EN 高电平

信号，再在SS/REFIN 引脚上应用外部斜坡作为跟踪基准。有关此配置的详细信息，请联系德州仪器(TI)。

如果外部电压源必须在任意两个电压电平之间上下转换，则压摆率不得超过1mV/μs。

7.3.6 频率和工作模式选择

TPS548A28 可提供强制 CCM 工作模式以支持窄输出纹波应用，并提供自动跳跃 Eco-mode 以提高轻载效率。

TPS548A28 允许用户通过在 MODE 引脚和AGND 引脚之间连接一个电阻来选择开关频率和工作模式。表7-1 列

出了用于选择开关频率和工作模式的电阻值。TI 建议使用容差为±1% 且典型温度系数为±100ppm/°C 的电阻。

在内部上电延迟期间将设置并锁存 MODE 状态。在上电延迟后更改 MODE 引脚电阻不会改变该器件的状态。如

果MODE 引脚在上电延迟期间保持开路，内部电路会将MODE 引脚状态设置为600kHz/跳跃模式。

为了确保内部电路正确检测到所需的选项，请勿在MODE 引脚上放置任何电容器。

表7-1. MODE 引脚选择

开关频率

(f_SW) (kHz)

MODE 引脚连接

轻载条件下的工作模式

600

短接至VCC

跳跃模式

强制CCM

800

243kΩ± 10% 至AGND

121kΩ± 10% 至AGND

60.4kΩ±10% 至AGND

30.1kΩ±10% 至AGND

短接至AGND

1000

800

600

7.3.7 D-CAP3 控制

TPS548A28 使用D-CAP3 模式控制来实现快速负载瞬态，同时保持易用特性。D-CAP3 控制架构包括一个内部纹

波生成网络，支持使用极低 ESR 输出电容器，例如多层陶瓷电容器 (MLCC) 和低 ESR 聚合物电容器。使用 D-

CAP3 控制架构时无需外部电流检测网络或电压补偿器。内部纹波生成网络的作用是仿真电感器电流信息的纹波

分量，然后将其与电压反馈信号相结合以调节环路运行状态。斜坡的幅度由内部斜坡电路的 V_IN、V_OUT、工作频

率和 R-C 时间常数决定。在不同的开关频率设置（请参阅表 7-1）下，R-C 时间常数会改变，以便保持相对恒定

的斜坡幅度。此外，该器件利用内部电路来消除由注入的斜坡引起的直流偏移，并显著降低由输出纹波电压引起

的直流偏移，尤其是在轻载条件下。

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对于任何不支持外部补偿设计的控制拓扑，它可以支持最小输出滤波器范围和/或最大输出滤波器范围。与

TPS548A28 搭配使用的输出滤波器是低通L-C 电路。此L-C 滤波器具有方程式3 中所示的双极点。

1

f

=

P

2´ p´ L

´ C

OUT

(3)

在低频率下，整体环路增益是由输出设定点电阻分压器网络和 TPS548A28 的内部增益设定的。低频 L-C 双极点

具有 180 度同相压降。在输出滤波器频率下，增益以每十倍频程 –40dB 的速率滚降，且相位快速下降。内部纹

波生成网络引入了高频零点，可将增益滚降从每十倍频 –40dB 降低到 –20dB，并在零点频率以上每十倍频程将

相位增加90 度。

确定应用要求后，在设计中采用的输出电感值应使电感器峰峰值纹波电流大约介于最大输出电流的 15% 与 40%

之间。

为输出滤波器选择的电感器和电容器必须确保方程式 3 的双极点不高于工作频率的 1/30。选择非常小的输出电容

会产生相对高频的 L-C 双极点，从而使整个环路增益保持高电平，直至达到 L-C 双倍频率。由于内部纹波生成网

络的零点频率也相对较高，因此输出电容非常小的环路可能具有过高的交叉频率，但这是不希望发生的情况。在

表7-2 中可以根据所选开关频率找到内部零点频率。

表7-2. 查找零点

开关

频率

零点(f_Z) 位置(kHz)

(f_SW) (kHz)

600

800

84.5

106

1000

通常，在需要合理（或更小）输出电容的情况下，可以使用输出纹波要求和负载瞬态要求来确定稳定运行所需的

输出电容。

为满足最大输出电容建议，在选择电感值和电容值时，需确保 L-C 双极点频率不小于工作频率的 1/100。以此为

起点，使用以下这项标准验证电路板上的小信号响应：

• 环路交叉频率下的相位裕度大于50 度

只要相位裕度大于50 度，实际最大输出电容便可增大。但是，应进行小信号测量（波特图）以确认设计。

如果使用 MLCC，请考虑降额特性来确定设计的最终输出电容。例如，当使用规格为 10µF、X5R 和 6.3V 的

MLCC 时，直流偏置和交流偏置的降额分别为80% 和50%。有效降额是这两个因素（在本例中为 40% 和4µF）

的乘积。如需了解要在系统/应用中使用的电容器的具体特性，请咨询电容器制造商。

对于 2V 或以上的高输出电压，在基于固定导通时间拓扑的工作模式中，由于高输出电压（导通时间 (t_ON) 长）设

置的相位延迟/损耗，可能需要进一步提升相位来确保足够的相位裕度。与 R_{FB_HS}并联的前馈电容器对于提升环

路交叉频率下的相位裕度非常有效。请参阅采用前馈电容器优化内部补偿直流/直流转换器的瞬态响应应用报告以

了解详细信息。

除了提升相位外，前馈电容器通过交流耦合将更多的V_OUT节点信息馈入 FB 节点。负载瞬态事件期间的这种前馈

使控制环路能够更快地响应 V_OUT偏差。但是，稳态运行期间的这种前馈也会将更多的 V_OUT纹波和噪声馈入

FB。FB 上的高纹波和噪声通常会导致更多抖动，甚至双脉冲行为。在确定最终的前馈电容值时，应考虑对相位裕

度、负载瞬态性能和纹波以及FB 噪声的影响。建议使用频率分析设备来测量交叉频率和相位裕度。

7.3.8 低侧FET 过零

TPS548A28 使用过零电路在运行跳跃模式期间执行零电感器电流检测。该功能可补偿 Z-C 比较器的固有失调电

压和 Z-C 检测电路的延迟时间。过零阈值设置为正值以避免电感器电流为负。因此，该器件可提供更高的轻载效

率。

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7.3.9 电流检测和正过流保护

对于降压转换器，在高侧 FET 的导通阶段，开关电流以线性速度增加，速度由输入电压、输出电压、导通时间和

输出电感值决定。在低侧FET 的导通阶段，此电流以线性方式下降。开关电流的平均值等于负载电流。

TPS548A28 器件中的输出过流限制 (OCL) 由逐周期谷值电流检测控制电路实施。在关断状态期间会通过测量低

侧 FET 漏源电流来监控电感器电流。如果测得的低侧 FET 漏源电流高于电流限制阈值，则低侧 FET 将保持导通

状态，直到电流电平低于电流限制阈值。这种类型的行为会降低该器件提供的平均输出电流。在过流情况下，流

向负载的电流超过流向输出电容器的电流。因此，输出电压趋于降低。最终，当输出电压降至低于欠压保护阈值

(80%) 时，UVP 比较器会检测到该电压并在 68µs 的等待时间后关断该器件。该器件随后进入大约 14ms 的断续

睡眠周期。在这段等待时间之后，该器件会尝试再次启动。图 7-3 展示了逐周期谷值电流限制行为以及该器件关

断前的等待时间。

如果在启动期间发生 OCL 情况，该器件仍具有基于低侧谷值电流的逐周期电流限制。软启动完成后，由OC 事件

引起的UV 事件会关断该器件并进入断续模式模式（等待时间为68µs）。

从TRIP 引脚连接到AGND 的电阻R_TRIP可设置电流限制阈值。强烈建议使用容差为±1% 的电阻，因为容差较差

的电阻提供的 OCL 阈值精度较低。方程式 4 根据该器件上给定的过流限制阈值计算 R_TRIP。为了简化计算，使用

常数K_OCL替换6x10⁴的值。方程式5 根据给定的R_TRIP值计算过流限制阈值。K_OCL的容差列在了电气特性中，

可帮助您分析过流限制阈值的容差。

为了保护该器件以免意外连接到 TRIP 引脚上，该器件实现了一个内部固定 OCL 钳位。当 TRIP 引脚的电阻对于

AGND 而言过小或意外短接至接地端时，该内部OCL 钳位会限制LS FET 上的最大谷值电流。

6ì10⁴

K_OCL

R_TRIP

=

V -V ì V

(

)

(

)

1

2

1

2

1

IN

O

IN

O

I_OCLIM

-

ì

I_OCLIM

-

ì

V

Lì f_SW

V

L ì f_SW

IN

(4)

其中

• I_OCLIM是负载电流的过流限制阈值（单位为A）

• R_TRIP是TRIP 电阻值（单位为Ω）

• K_OCL是用于该计算的常数

• V_IN是输入电压值（单位为V）

• V_O是输出电压值（单位为V）

• L 是输出电感值（单位为µH）

• f_SW是开关频率（单位为MHz）

V -V ì V

K_OCL

(

)

1

2

1

IN

O

I_OCLIM

=

+

ì

R_TRIP

V

L ì f_SW

IN

(5)

其中

• I_OCLIM是负载电流的过流限制阈值（单位为A）

• R_TRIP是TRIP 电阻值（单位为Ω）

• K_OCL是用于该计算的常数

• V_IN是输入电压值（单位为V）

• V_O是输出电压值（单位为V）

• L 是输出电感值（单位为µH）

• f_SW是开关频率（单位为MHz）

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图7-3. 过流保护

7.3.10 低侧FET 负电流限制

该器件具有固定的逐周期负电流限制。与正过流限制类似，在低侧 FET 的导通时间期间会监测电感器电流。为了

防止过大的负电流流经低侧 FET，当低侧 FET 检测到 –10A 电流（典型阈值）时，该器件会关断低侧 FET，然

后导通高侧 FET 并保持适当的导通时间（此时间由 V_IN/V_O/f_SW确定）。高侧FET 导通时间结束后，低侧FET 再

次导通。

在标称运行期间，除非选择的电感值太小或电感器变饱和，否则该器件不应触发 –10A 负电流限制阈值。该负电

流限制用于在输出OVP 或OOB 事件期间使输出电容器放电。有关详细信息，请参见节7.3.12 和节7.3.13。

7.3.11 电源正常

该器件具有电源正常信号输出，可在转换器输出处于目标范围内时指示为高电平。电源正常信号输出是一个开漏

输出，必须通过上拉电阻（通常为 30.1kΩ）上拉至 VCC 引脚或外部电压源 (<5.5V)。建议的电源正常信号上拉

电阻值为1kΩ至100kΩ。

一旦内部和外部软启动斜坡都完成，电源正常信号便会在1.06ms 的内部延迟后变为高电平。整个内部软启动斜坡

需要 2ms 才能完成。当 FB 达到等于 V_INTREF– 50mV 的阈值时，外部软启动完成信号会变为高电平。如果 FB

电压降至 V_INTREF电压的 80% 或超过 V_INTREF电压的 116%，则电源正常信号会在 2µs 的内部延迟后锁存到低电

平。仅当重新切换EN 或V_IN复位后，电源正常信号才会再次拉至高电平。

如果输入电源无法为该器件上电，例如 VIN 和 VCC 均保持为零伏，则通过外部电阻来上拉电源正常信号引脚

时，该引脚会自动钳位到低电平。

一旦 VCC 电压电平上升至高于有效 PGOOD 输出的最小 VCC 阈值（最大 1.5V），便会启用内部电源正常信号

电路以使 PGOOD 引脚保持为默认状态。默认情况下会将 PGOOD 拉至低电平，该低电平输出电压不超过

400mV，灌电流为5.5mA。软启动操作完成后，电源正常功能将完全激活。

7.3.12 过压和欠压保护

该器件可监测经过电阻分压的反馈电压以检测过压和欠压事件。当FB 电压低于V_INTREF电压的80% 时，UVP 比

较器会检测到这种欠压情况，内部 UVP 延迟计数器开始计数。在 68µs 的 UVP 延迟时间后，该器件会进入断续

模式，并以14ms 的睡眠时间重新启动。UVP 功能在软启动周期完成后启用。

当FB 电压高于 V_INTREF电压的116% 时，OVP 比较器会检测到这种过压情况，而相应电路会锁闭高侧MOSFET

驱动器，并导通低侧 MOSFET，直至其达到负电流限值 I_NOCL。在达到负电流限值时，低侧 FET 将关断，高侧

FET 将再次导通，持续的导通时间由 V_IN、V_OUT和 f_SW确定。该器件在此周期内运行，直至输出电压拉至低于

UVP 阈值电压的时间达到 68µs。在 68µs 的 UVP 延迟时间后，高侧 FET 和低侧 FET 均锁闭。清除故障的方法

是复位VIN 或重新切换EN 引脚。

在68μs 的UVP 延迟时间内，如果输出电压变为高于 UV 阈值（因此不再符合 UV 事件的要求），计时器将复位

为零。当输出电压再次触发UV 阈值时，68μs 的计时器会重新启动。

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7.3.13 越界(OOB) 运行

该器件具有一种越界 (OOB) 过压保护功能，可在比 V_INTREF电压高 5% 的低得多的过压阈值下保护输出负载。

OOB 保护功能不会触发过压故障，因此该器件在OOB 事件后处于非锁存模式。OOB 保护功能用作一种早期无故

障过压保护机制。在OOB 运行期间，控制器以强制CCM 模式运行。在电感器电流超过零的情况下导通低侧 FET

会使输出电容器快速放电，从而帮助输出电压快速下降至设定点。在运行期间，还会激活逐周期负电流限制，从

而确保内部FET 的安全运行。

7.3.14 输出电压放电

当通过 EN 禁用该器件时，它将启用输出电压放电模式。该模式强制高侧和低侧 FET 锁闭，但会导通从 SW 到

PGND 之间连接的放电FET 以使输出电压放电。一旦FB 电压降至90mV 以下，放电FET 就会关断。

输出电压放电模式由以下任一故障事件激活：

1. EN 引脚变为低电平以禁用转换器。

2. 触发热关断(OTP)。

3. 触发VCC UVLO（下降）。

4. 触发VIN UVLO（下降）。

7.3.15 UVLO 保护

该器件监测 VIN 和 VCC 引脚上的电压。如果 VCC 引脚电压低于 VCC_UVLO下降阈值电压，该器件将关闭。如果

VCC 电压增加到超过VCC_UVLO上升阈值电压，该器件将重新开启。VCC UVLO 是一种非锁存保护机制。

当 VIN 引脚电压低于 VIN_UVLO下降阈值电压但 VCC 引脚电压仍高于 VCC_UVLO上升阈值电压时，该器件将停止

开关并使 SS/REFIN 引脚放电。一旦VIN 电压增加到超过 VIN_UVLO上升阈值电压，该器件便会重新执行软启动并

再次进行开关。VIN UVLO 是一种非锁存保护机制。

7.3.16 热关断保护

该器件可监测内部结温。如果温度超过阈值（通常为 165°C)，该器件将停止开关并使SS/REFIN 引脚放电。当温

度降至阈值以下约30°C 时，该器件会重新发起软启动以重新开启。热关断是一种非锁存保护机制。

7.4 器件功能模式

7.4.1 自动跳跃Eco-mode 轻载运行模式

当 MODE 引脚直接拉至 VCC 或通过大于 121kΩ 的电阻连接至 AGND 引脚时，该器件会在轻载条件下自动降低

开关频率以保持高效率。本节详细介绍该运行模式。

随着输出电流从重负载条件下减小，电感器电流也会减小，直到电感器电流的纹波谷值达到零电平。零电平是连

续导通模式和不连续导通模式之间的边界。当检测到该电感器电流为零时，同步MOSFET 会关断。随着负载电流

进一步降低，转换器会进入不连续导通模式 (DCM)。导通时间保持在与连续导通模式运行期间大致相同的水平，

因此以较小的负载电流将输出电容器放电至基准电压电平需要更多的时间。轻载运行条件下的I_O(LL)的转换点（例

如，连续导通模式和不连续导通模式之间的阈值）的计算方法如方程式6 所示。

V

- V

´ V

(

)

OUT OUT

V

IN

1

IN

I

=

´

OUT LL

( )

2´L ´ f

SW

(6)

其中

• f_SW为开关频率

建议在跳跃模式下仅使用陶瓷电容器。

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7.4.2 强制连续导通模式

当MODE 引脚通过小于 60.4kΩ的电阻连接到 AGND 引脚时，控制器会在轻载条件下以连续导通模式(CCM) 运

行。在CCM 期间，开关频率在整个负载范围内维持在一个几乎恒定的水平，因此适用于需要严格控制开关频率的

应用，但其代价是效率较低。

7.4.3 通过12V 总线为该器件供电

采用单 V_IN配置的情况下，该器件由 12V 总线供电时运行良好。在单 V_IN配置中，内部 LDO 由 12V 总线供电，

并生成 3.0V 输出以偏置内部模拟电路，同时为栅极驱动器上电。该配置下的 V_IN输入范围为 4V 至 16V，负载电

流高达 15A。如果所需的负载电流不超过 12A，则 V_IN范围可向下扩展至 3V。图 7-4 展示了此单 V_IN配置的示

例。

V_IN和 EN 是用于启用器件的两个信号。对于启动序列，V_IN和 EN 信号之间的任何序列都可以为该器件正确上

电。

V_IN: 4V œ 16V

C_BOOT

10

21

1

VIN

BOOT

SW

C_IN

L_OUT

V_OUT

20

EN

8

9

EN

C_FF, Optional

PGOOD

Vosns+

C_OUT

R_{PG_pullup}

7

FB

19

4

VCC

R_{FB_HS}

R_{FB_LS}

C_VCC

R_MODE

MODE

TRIP

Vosns-

R_TRIP

6

5

VSNS-

3

C_SS

SS/

REFIN

2

AGND

PGND

图7-4. 具有12V 总线的单V_IN配置

7.4.4 通过3.3V 总线为该器件供电

采用单 V_IN配置的情况下，该器件由 3.3V 总线供电时还可承受高达 15A 的负载电流。为了确保内部模拟电路和

栅极驱动器正确上电，应使用低阻抗布线将VCC 引脚短接至VIN 引脚。建议使用宽度至少为24mil 的布线。仍建

议将一个额定电压至少为 6.3V 的 2.2µF VCC 至 PGND 去耦电容器尽可能靠近 VCC 引脚放置。由于 VCC 引脚

上的最大额定值限制，该配置下的 V_IN输入范围为 3V 至 5.3V。输入电压必须保持高于 VIN UVLO 和 VCC

UVLO，否则该器件将立即关闭。图7-5 展示了这种单V_IN配置的示例。

V_IN和 EN 是用于启用器件的两个信号。对于启动序列，V_IN和 EN 信号之间的任何序列都可以为该器件正确上

电。

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V_IN: 3.3V bus

C_BOOT

10

21

1

VIN

BOOT

SW

C_IN

L_OUT

V_OUT

20

EN

8

9

EN

C_FF, Optional

PGOOD

Vosns+

C_OUT

R_{PG_pullup}

7

FB

19

4

VCC

R_{FB_HS}

R_{FB_LS}

C_VCC

R_MODE

MODE

TRIP

Vosns-

R_TRIP

6

5

VSNS-

3

C_SS

SS/

REFIN

2

AGND

PGND

图7-5. 具有3.3V 总线的单VIN 配置

7.4.5 通过双电源配置为该器件供电

在 VCC 引脚上施加与主 V_IN总线具有不同电平的外部偏置时，可通过利用主 V_IN总线和 VCC 偏置将该器件配置

为双电源。将有效的 VCC 偏置连接到 VCC 引脚会覆盖内部 LDO，从而减少该线性稳压器的功率损耗。该配置有

助于提高整体系统级效率，但需要有效的 VCC 偏置。3.3V 或 5.0V 电源轨是 VCC 偏置的常见选择。借助稳定的

VCC 偏置，该配置下的V_IN输入范围为2.7V 至16V。

外部偏置的噪声会影响内部模拟电路。为了确保正常运行，需要一个纯净、低噪声的外部偏置，并需要在 VCC 引

脚和PGND 引脚之间连接良好的本地去耦电容器。图7-6 展示了这种双电源配置的示例。

标称运行期间的 VCC 外部偏置电流随偏置电压电平和工作频率的变化而变化。例如，通过将该器件设置为跳跃模

式，当轻载条件下频率降低时，VCC 引脚从外部偏置汲取的电流越来越小。电气特性中列出了 FCCM 工作模式

下的典型VCC 外部偏置电流，旨在帮助您准备外部偏置的容量。

在双电源配置下，VIN、VCC 偏置和 EN 是用于启用器件的信号。对于启动序列，建议 VIN UVLO 上升阈值和

EN 上升阈值的至少其中之一晚于 VCC UVLO 上升阈值得到满足。一个实际的启动序列示例是首先施加 VIN，然

后施加外部偏置，然后EN 信号变为高电平。

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V_IN: 2.7V œ 16V

C_BOOT

10

21

1

VIN

BOOT

SW

C_IN

L_OUT

V_OUT

20

EN

8

9

EN

C_FF, Optional

PGOOD

Vosns+

C_OUT

R_{PG_pullup}

VCC bias

7

FB

19

4

VCC

R_{FB_HS}

R_{FB_LS}

R_MODE

C_VCC

MODE

TRIP

Vosns-

R_TRIP

6

5

VSNS-

3

C_SS

SS/

REFIN

2

AGND

PGND

图7-6. 具有外部VCC 偏置的双电源配置

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8 应用和实现

备注

以下应用部分中的信息不属于TI 器件规格的范围，TI 不担保其准确性和完整性。TI 的客户应负责确定

器件是否适用于其应用。客户应验证并测试其设计，以确保系统功能。

8.1 应用信息

TPS548A28 器件是一款高效的单通道小型同步降压转换器。该器件适用于服务器、存储和类似计算应用中输出电

流为 15A 或更低的低输出电压负载点应用。TPS548A28 具有可与自适应接通时间架构结合使用的专有 D-CAP3

模式控制功能。这种组合以理想的方式构建具有低占空比和超快速负载阶跃响应的现代直流/直流转换器。输出电

压范围为0.6V 至5.5V。转换输入电压范围为 2.7V 至16V，且VCC 输入电压范围为3.13V 至5.3V。D-CAP3 模

式使用仿真电流信息来控制调制。该控制方案的一个优势是其不需要外部相位补偿网络，这使得该器件易于使

用，并且所需的外部组件数量较少。该控制方案的另一个优势是其支持采用所有低ESR 输出电容器（如陶瓷电容

器和低 ESR 聚合物电容器）实现稳定运行。自适应导通时间控制功能可在宽输入和输出电压范围内跟踪预设开关

频率，同时可在负载阶跃瞬态期间根据需要增大开关频率。

8.2 典型应用

以下原理图展示了 TPS548A28 的典型应用。本例介绍了将 4V 至 16V 的输入电压范围转换为下限 2.5V（最大输

出电流为15A）的设计过程。

图8-1. TPS548A28 应用电路图

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8.2.1 设计要求

此设计使用表8-1 中列出的参数。

表8-1. 设计示例规格

条件

设计参数

最小值

典型值

12

最大值

单位

V

V_IN

4

16

电压范围

V_OUT

2.5

V

输出电压

ILOAD

V_RIPPLE

V _TRANS

15

A

输出负载电流

输出电压纹波

V_IN= 12V，I_OUT= 12 A

10

50

mV_PP

负载阶跃后的输出电压下冲和 I_OUT= 25% 至75% 阶跃，2A/µs 压摆率

过冲

mV

I_OVER

t_SS

15

5.5

0.8

A

输出过流

软启动时间

开关频率

工作模式

工作温度

ms

f_SW

MHz

跳跃模式

T_A

25

°C

8.2.2 详细设计过程

外部元件的选择是一个使用D-CAP3 模式的简单过程。请按照以下步骤选择外部元件。

8.2.2.1 输出电压设定点

输出电压由分压电阻 R1 和 R2 进行编程（如方程式 7 所示）。在 FB 引脚和输出端之间连接 R1，并在 FB 引脚

和 VSNS– 之间连接 R2。建议的 R2 值为 10kΩ，但也可以设置为介于 1kΩ 至 20kΩ 之间的另一个值。使用方

程式7 确定TPS548A28 的R1。

V_OUT- V

2.5V - 0.6V

0.6V

INTREF

R1=

ìR2 =

ì10kW = 31.7 kW

V

INTREF

(7)

8.2.2.2 选择开关频率和工作模式

开关频率和工作模式由 MODE 引脚上的电阻进行配置。从三个开关频率中选择一个：600kHz、800kHz 或

1MHz。请参阅表7-1，了解开关频率、工作模式和R_MODE之间的关系。

开关频率的选择是在更高效率和更小系统解决方案尺寸之间进行权衡的结果。较低的开关频率可实现较高的总体

效率，但外部元件相对较大。较高的开关频率会导致额外的开关损耗，从而影响效率和热性能。此设计中为

MODE 引脚选择了一个243kΩ电阻，旨在将开关频率设置为0.8MHz 并将工作模式设置为跳跃模式。

选择降压转换器的开关频率时，必须考虑最短导通时间和最短关断时间。方程式 8 可计算受最短导通时间限制前

的最大 f_SW。当达到具有 D-CAP3 控制功能的转换器的最短导通时间限制时，有效开关频率将改变以保持输出电

压稳定。此计算忽略转换器中的电阻压降以提供最坏情况下的估算值。

V_OUT

max t_{ON_MIN}max

1

2.5 V

1

f_SWmax =

ì

=

ì

= 1838 kHz

(

)

V

16 V 85 ns

(

)

(

)

IN

(8)

方程式 8 可计算受最短关断时间限制前的最大 f_SW。当达到具有 D-CAP3 控制功能的转换器的最短关断时间限制

时，工作占空比将达到最大值，而输出电压将开始随输入电压下降。该公式需要用到电感器的直流电阻R_DCR（在

以下步骤中选择），在该初步计算中假定电阻为2.2mΩ。如果在受最短关断时间限制的最大f_SW附近工作，则在

使用方程式9 时必须考虑电阻随温度的变化。所选的800kHz f_SW低于两个计算得出的最大值。

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V

min - V

-I_OUTmax ì R

+ R

DCR

DS ON _HS

(

)

(

)

(

)

(

IN

OUT

(

)

f_SWmax =

(

)

t_{OFF_MIN}max ì V min -I

max ì R

-R_{DS ON _LS}

(

)

(

)

(

)

(

)

IN

OUT

)

(

DS ON _HS

(

)

8 V - 2.5 V -15 A ì 2.2 mW +10.2 mW

(

)

f_SWmax =

= 2993 kHz

(

)

220 nsì 8 V -15 A ì 10.2 mW - 3.1 mW

(

)

(

(9)

8.2.2.3 选择电感器

要计算输出电感 (L_OUT) 的值，请使用方程式 10。输出电容器可以过滤电感器纹波电流(I_IND(ripple))。因此，选择较

大的电感器纹波电流会影响输出电容器的选择，因为输出电容器的纹波电流额定值必须等于或大于电感器纹波电

流。另一方面，较大的纹波电流会增加输出纹波电压，但会改善信噪比并有助于使运行保持稳定。通常，为实现

平衡性能，电感值应将纹波电流设置为最大输出电流的约15% 至40%。

在此设计中，电感器纹波电流设置为 15A 输出电流的 30%。开关频率为 0.8MHz、最大V_IN为16V 且输出电压为

2.5V 时，方程式10 计算得出的电感为0.586µH。选择最接近的标准值为0.80µH。

V

max - V

ì V

(

)

16 V - 2.5 V ì2.5 V

(

)

(

)

IN

OUT

L =

=

= 0.586 ꢀH

I_RIPPLEì V max ì f

0.3ì15A ì16 V ì800 kHz

(

)

IN

SW

(10)

电感器需要低 DCR 才能实现良好的效率。在饱和前，电感器还需要有高于峰值电感器电流的足够余量。峰值电感

器电流根据方程式 12 估算得出。在此设计中，选择 4.02kΩ 的 R_TRIP，I_OC(valley)设置为 14.9A，因此在最大 V_IN

下计算得到的峰值电感器电流为16.65A。

V

max - V

ì V

(

)

16 V - 2.5 V ì 2.5 V

(

)

(

)

IN

OUT

I_RIPPLE

=

= 3.3 A

Lì V max ì f

0.8 ꢀHì16 V ì800 kHz

(

)

IN

SW

(11)

(12)

I_RIPPLE

3.3 A

2

I_{L PEAK}= I_OUT

+

= 15 A +

= 16.65 A

(

)

2

3.3 A²

= 15.03 A

12

I_RIPPLE

2

I_{L RMS}= I_OUT

+

= 15 A²+

(

)

12

(13)

选择的电感为 XAL7070-801MEB。因此，饱和电流额定值为 37.8A，RMS 电流额定值为 20.8A，DCR 最大值为

2.29mΩ。选择该电感器的原因是它具有低DCR，可以获得高效率。

8.2.2.4 设置电流限制(TRIP)

R

_TRIP电阻可设置谷值电流限制。方程式 14 用于计算建议的电流限制目标。这包括电感器的容差以及电流限制阈

值容差的系数 0.85。方程式 15 可计算用于设置电流限制的R_TRIP电阻。典型的谷值电流限制目标为13.66A。经

过舍入后使用15A 的谷值电流限制。R_TRIP最接近的标准值为4.02kΩ。

V

min - V

ì V

(

)

TOL

(

)

OUT OUT

1

2

IN

I_{LIM_ VALLEY}= I_OUT

-

ì

Lì 1+ L

ì V min ì f

IN SW

(

)

(

)

8 V - 2.5 V ì 2.5 V

(

)

1

I_{LIM_ VALLEY}= 15 A -

ì

= 13.66 A

2

0.8 µHì 1+ 0.2 ì8 V ì800 kHz

(

)

(14)

(15)

60000

15 A

R_TRIP

=

= 4.0 kW

I_{LIM_ VALLEY}

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设置电流限制后，方程式 16 可计算电流限制下的典型最大输出电流。方程式 17 可计算电流限制下的典型峰值电

流。如节8.2.2.3 所述，必须考虑电流限制期间峰值电流下的电感器饱和行为。对于最坏情况的计算，必须考虑电

感和电流限制的容差。

V

min - V

ì V

(

)

8 V - 2.5 V ì2.5 V

(

)

OUT OUT

(

)

1

2

1

IN

I_{OUT _LIM}min = I

+

ì

= 15 A +

ì

= 16.34 A

(

)

LIM_ VALLEY

Lì V min ì f

2 0.8 µHì8 V ì800 kHz

(

)

IN

SW

(16)

V

(

max - V

ì V

(

)

16 V - 2.5 V ì2.5 V

)

OUT OUT

(

)

IN

I_{L PEAK}= I_{LIM_ VALLEY}

+

= 15 A +

= 18.30 A

(

)

Lì V max ì f

0.8 µHì16 V ì800 kHz

(

)

IN

SW

(17)

8.2.2.5 选择输出电容器

选择输出电容值时，需要考虑三点。

1. 稳定性

2. 稳态输出电压纹波

3. 稳压器对负载电流变化的瞬态响应

首先，应根据这三个要求计算最小输出电容。方程式 18 可计算将 LC 双极点保持在 f_SW的 1/30 以下来满足稳定

性要求的最小电容。满足该要求有助于使 LC 双极点保持在接近内部零点的位置。方程式19 可计算满足 10mV 稳

态输出电压纹波要求的最小电容。此计算适用于 CCM 工作模式，不包括由输出电容器的 ESR 或 ESL 引起的输

出电压纹波部分。

2

≈

∆

«

’

÷

30

1

L

30

1

≈

’

C_{OUT _STABILITY}

>

ì

=

ì

= 44.5 µF

∆

«

÷

◊

2pì f_{SW ◊}

2pì800 kHz

0.8 µH

(18)

(19)

I_RIPPLE

4.12 A

C_{OUT _RIPPLE}

>

=

= 64.4 µF

8ì V_RIPPLEì f_SW8ì10 mV ì800 kHz

方程式 20 和方程式 21 可计算满足 75mV 瞬态响应要求（阶跃为 7A）的最小电容。这些公式计算当电感器电流

在负载阶跃后斜升或斜降时保持输出电压稳定所需的输出电容。

≈

’

V_OUT

LìI_STEP²ì

+ t_{OFF_MIN}max

(

)

∆

÷

V

min ì f

(

)

IN

SW

«

◊

C_{OUT _UNDERSHOOT}

>

≈

’

V

min - V

(

IN

)

IN

OUT

2ì V_TRANSì V_OUT

ì

- t_{OFF_MIN}max

(

)

∆

÷

V

min ì f

(

2.5 V

)

SW

«

◊

≈

’

◊

0.8 µHì7 A²ì

+ 220 ns

∆

÷

8 V ì800 kHz

8 V - 2.5 V

8 V ì800 kHz

«

C_{OUT _UNDERSHOOT}

= 99.8 µF

≈

’

2ì75 mV ì 2.5 V ì

- 220 ns

∆

«

÷

◊

(20)

(21)

2

0.8 µHì7A²

LìI_STEP

C_{OUT _OVERSHOOT}

>

=

= 104.5 µF

2ì V_TRANSì V_OUT2ì75 mV ì 2.5 V

满足过冲要求所需的输出电容是最高值，因此这将设置本例所需的最小输出电容。稳定性要求还可以限制最大输

出电容，方程式 22 可计算建议的最大输出电容。此计算使 LC 双极点保持在 f_SW的1/100 以上。可以使用更大的

输出电容，但必须通过波特图或瞬态响应测量来检查稳定性。选择的输出电容为4 x 47µF 6.3V 陶瓷电容器。使用

陶瓷电容器时，由于直流和交流偏置效应，电容必须降额。选择的电容器降额至其标称值的 60%，即有效总电容

为112.8µF。该有效电容满足最小值和最大值要求。

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2

≈

∆

«

’

÷

50

1

L

50

1

≈

’

C_{OUT _STABILITY}

<

ì

=

ì

= 494 µF

∆

«

÷

◊

pì f_{SW ◊}

pì800 kHz

0.8 µH

(22)

该应用全部使用陶瓷电容器，因此忽略了 ESR 对纹波和瞬态的影响。如果使用非陶瓷电容器，作为起点，ESR

应低于方程式 23 中计算的值以满足纹波要求，并低于方程式 24 中计算的值以满足瞬态要求。为了进行更准确的

计算或如果使用的是混合的输出电容器，应使用输出电容器的阻抗来确定是否可以满足纹波和瞬态要求。

V_RIPPLE

10 mV

4.1 A

R_{ESR _RIPPLE}

<

=

= 2.5 mW

I_RIPPLE

(23)

(24)

V_TRANS

75 mV

7 A

R_{ESR _ TRANS}

<

=

= 10.7 mW

I_STEP

8.2.2.6 选择输入电容器(C_IN)

该器件要求在 VIN 和PGND 引脚之间使用输入旁路电容器来旁路掉功率级。在布局允许的情况下，旁路电容器必

须尽可能靠近 IC 的引脚放置。至少需要 10µF 的陶瓷电容和 1µF 的高频陶瓷旁路电容器。VIN 引脚 21 上需要一

个 1μF 16V X6S 0402 陶瓷电容器。VIN 引脚 10 上需要一个 1μF 16V X6S 陶瓷电容器。对于大电流应用，建

议在底层使用 1μF 16V X6S 陶瓷电容器。高频旁路电容器可更大限度减小功率级上的高频电压过冲。陶瓷电容

器必须采用 X6S 或更高质量的电介质来实现高电容体积比并在工作温度范围内保持稳定特性。除此之外，根据应

用的不同，输入端可能需要更大的大容量电容，以便尽可能减小瞬态条件下输入电压的变化。

达到特定输入纹波目标所需的输入电容可通过方程式 25 计算得出。建议的目标输入电压纹波为最小输入电压的

5%，在本例中为 400mV。计算得出的输入电容为 10.07µF，最小输入电容 10µF 超过了此值。本例采用 4 x

22µF 陶瓷电容器，满足这两个要求。

≈

’

V_OUT

min

2.5

8

≈

«

’

◊

V_OUTìI_OUTì 1-

∆

÷

2.5 V ì15 A ì 1-

∆

÷

V

(

)

IN

«

◊

C_IN

>

=

= 10.07 ꢀF

f_SWì V min ì V

800 kHzì8 V ì 400 mV

(

)

IN

IN_RIPPLE

(25)

此外，电容器的 RMS 电流额定值还必须大于应用中的最大输入 RMS 电流。输入电容器必须支持的输入 RMS 电

流根据方程式25 进行计算，在本例中的计算结果为6.96A。陶瓷输入电容器的额定电流大于此值。

Iripple²

12

≈

’

V

min - V

OUT

(

)

min

(

)

ìI_OUT

V_OUT

min

IN

2

∆

«

÷

◊

I_{CIN RMS}

=

ì

+

=

(

)

V

(

)

(

)

IN

4.12²

12

≈

’

8 V - 2.5 V

(

)

2.5 V

8 V

I_{CIN RMS}

ì

ì15²+

= 6.96 A

÷

∆

(

÷

8 V

«

◊

(26)

对于需要大容量输入电容的应用，例如具有低输入电压和大电流的应用，建议使用如何选择降压转换器的输入电

容器技术简介中的选择过程。

8.2.2.7 软启动电容器（SS/REFIN 引脚）

放置在SS/REFIN 引脚上的电容器可用于延长软启动时间，使其超过内部1.5ms 软启动时间。本例使用1.7ms 软

启动时间，所需的外部电容可通过方程式27 计算得出。本例使用一个100nF 的电容器。

I_SSì t_SS

V_REF

36 µA ì 2.5 ms

0.6 V

C_SS

=

= 100 nF

(27)

SS/REFIN 引脚上需要1nF 的最小电容值。SS/REFIN 电容器必须使用VSNS–引脚实现接地。

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8.2.2.8 EN 引脚电阻分压器

EN 引脚上的电阻分压器可用于增加转换器开始其启动序列所需的输入电压。要设置启动电压，首先选择底部电阻

(R_{EN_B})。建议的值介于 1kΩ 和 100kΩ 之间。有一个标称值为 6MΩ 的内部下拉电阻，为了获得准确的计算结

果，必须包含该电阻值。当底部电阻值较高（接近 100kΩ）时，这一点尤为重要。本例使用一个与内部电阻并联

的 10kΩ 电阻，可得出等效底部电阻为 9.98kΩ。目标启动电压的顶部电阻值通过方程式 28 计算得出。本例为

R_{EN_T}选择最接近的标准值 20kΩ。在宽输入范围应用中选择启动电压时，请注意不要超过EN 引脚的绝对最大电

压6V。

R_{EN_B}ì V_START

10 kWì3.7 V

1.22 V

R_{EN_ T}

=

-R_{EN_B}

=

-10 kW = 20 kW

V_ENH

(28)

对于选择的EN 电阻分压器，启动电压和停止电压可通过方程式29 和方程式30 计算得出。

R_{EN_B}+ R_{EN_ T}

10 kW + 20 kW

10 kW

V_START= V_ENH

ì

= 1.22 V ì

= 3.66V

R_{EN_B}

(29)

(30)

R_{EN_B}+ R_{EN_ T}

10 kW + 20 kW

10 kW

V_STOP= V_ENL

ì

= 1.02 V ì

= 3.06 V

R_{EN_B}

8.2.2.9 VCC 旁路电容器

在VCC 引脚上至少需要一个额定电压至少为6.3V 的2.2µF X5R 陶瓷旁路电容器，在布局允许的情况下应尽可能

靠近该引脚。

8.2.2.10 BOOT 电容器

在布局允许的情况下，BOOT 和 SW 引脚之间至少需要一个 0.1µF 的 10V X5R 陶瓷旁路电容器，并尽可能靠近

引脚放置。最好使用一个与BOOT 电容器串联的0Ω电阻。

8.2.2.11 PGOOD 上拉电阻器

PGOOD 引脚为开漏引脚，因此在使用该引脚时需要一个上拉电阻。建议的值介于1kΩ和100kΩ之间。

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8.2.3 应用曲线

100

96

92

88

84

100

97.5

95

92.5

90

87.5

85

82.5

80

Vin = 12 V

800 kHz

VCC = 3.3 V

800 nH

FCCM

Vout = 0.9 V

Vout = 1.0 V

Vout = 1.2 V

Vout = 1.8 V

Vout = 2.5 V

Vout = 3.3 V

Vout = 5.0 V

76

Vin = 12 V

800 kHz

VCC = 3.3 V

800 nH

77.5

75

Vout = 1.0 V

Vout = 1.2 V

Vout = 1.8 V

Vout = 2.5 V

Vout = 3.3 V

Vout = 5.0 V

72

72.5

70

68

64

60

Skip

67.5

65

0

1

2

3

4

5

6 7

Output Current (A)

8

9

10 11 12 13 14 15

0

1

2

3

4

5

6

7

Output Current (A)

8

9

10 11 12 13 14 15

D026

D024

图8-3. 效率与输出电流间的关系，VCC = 5.0V 外部

VCC 偏置

图8-2. 效率与输出电流间的关系，VCC = 3.3V 外部

VCC 偏置

1050

950

850

750

650

1050

950

850

750

650

VIN = 12 V

Vout = 2.5 V

800 nH

VCC = Int

FCCM

550

450

350

250

550

450

350

250

Vout = 2.5 V

800 nH

VCC = Int

FCCM

Iout = 3 A

600 kHz

800 kHz

1000 kHz

600 kHz

800 kHz

1000 kHz

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Output Current (A)

10 11 12 13 14 15

4

5

6

7

8

9

Input Voltage (V)

10 11 12 13 14 15 16

D028

D013

图8-4. 开关频率与输出电流间的关系

图8-5. 开关频率与输入电压间的关系

2.508

2.504

2.5

1200

1100

1000

900

800

700

600

500

400

300

200

Vin = 8 V

Vin = 12 V

Vin = 16 V

800 nH

800 kHz

VCC = Int

Skip

VIN = 12 V

Iout = 3 A

800 nH

VCC = Int

FCCM

2.496

2.492

600 kHz

800 kHz

1000 kHz

0

2

4

6

8

Output Current (A)

10

12

14 15

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Output Voltage (V)

4

4.5

5

5.5

D032

图8-7. 输出电压与输出电流间的关系

图8-6. 开关频率与输出电压间的关系

30

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2.508

2.504

2.5

Vin = 8 V

Vin = 12 V

Vin = 16 V

Vin = 8 V

800 nH

800 kHz

VCC = Int

CCM

Vin = 12 V

Vin = 16 V

800 kHz

VCC = 3.3V

Skip

2.504

2.5

2.496

2.492

0

2

4

6

8

Output Current (A)

10

12

14 15

0

2

4

6

8

Output Current (A)

10

12

14 15

D030

D031

图8-8. 输出电压与输出电流间的关系

图8-9. 输出电压与输出电流间的关系，VCC = 3.3V 外

部偏置

2.508

2.504

2.5

2.508

Vin = 8 V

Vin = 12 V

Vin = 16 V

Skip 0.1 A

800 nH

800 kHz

FCCM 0.1 A

VCC = Int

FCCM 6 A

800 nH

800 kHz

VCC = 3.3 V

FCCM

FCCM 7 A

2.504

2.5

2.496

2.492

2.496

2.492

0

2

4

6

Output Current (A)

8

10

12

14 15

3

5

7

9 11

Input Voltage (V)

13

15 16

D029

D003

图8-10. 输出电压与输出电流间的关系，VCC = 3.3V

外部偏置

图8-11. 输出电压与输入电压间的关系，VCC = 内部

2.508

0.018

0.016

0.014

0.012

0.01

Skip 0.1 A

800 kHz

FCCM 0.1 A

VCC = 3.3 V

FCCM 6 A

FCCM 7 A

800 nH

2.504

2.5

0.008

0.006

Vin = 12 V

2.496

2.492

Vout = 2.5 V

Iout = 6 A

800 nH

0.004

0.002

0

600 kHz

800 kHz

1000 kHz

3

5

7

9 11

Input Voltage (V)

13

15 16

3.2

3.4

3.6

3.8

4 4.2

VCC Voltage (V)

4.4

4.6

4.8

5

D002

D015

图8-12. 输出电压与输入电压间的关系，VCC = 3.3V

外部偏置

图8-13. ICC 电流与外部VCC 电压间的关系

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图8-14. 使能启动，满载

图8-16. 使能上电，Iout = 0.1A

图8-18. 使能启动，预偏置

图8-15. 使能断电，满载

图8-17. 使能断电，Iout = 0A

图8-19. 预偏置上电

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图8-20. 使能上电，跳跃

图8-22. 使能上电至预偏置，跳跃

图8-24. FCCM 模式负载瞬态

图8-26. 输出电压纹波

图8-21. 使能断电，跳越

图8-23. 使能预偏置断电，跳跃

图8-25. 空载瞬态

图8-27. 输出电压纹波

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图8-29. 输出电压纹波，跳跃

图8-28. 输出电压纹波

图8-30. 输出电压纹波，跳跃

图8-32. 过流保护

图8-31. FCCM 中的过热保护

图8-33. 已使能进入过流状态

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80

70

60

50

40

30

20

10

0

400

350

300

250

200

150

100

50

Gain

Phase

0

-10

-20

-30

-40

-50

-100

-150

-200

Vin = 12 V, Vout = 2.5 V, Iout = 15 A

800 nH, 800 kHz, VCC = Int

1000 2000 5000 10000

100000

1000000

Frequency (Hz)

D023

图8-34. 频率响应，15A 负载

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9 电源相关建议

当 VCC 引脚由 3.13V 至 5.3V 的外部偏置供电时，该器件可在 2.7V 至 16V 的宽输入电源电压范围内运行。两个

输入电源（V_IN和 VCC 偏置）都必须经过良好调节。除了 PCB 布局和接地方案外，对输入电源（V_IN和 VCC 偏

置）进行正确旁路对于噪声性能也至关重要。请参阅节10 中的建议。

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10 布局

10.1 布局指南

在开始使用该器件进行设计之前，请注意以下事项：

• 将功率元件（包括输入和输出电容器、电感器和IC）放置在PCB 的顶面。要屏蔽小信号布线并使其与有噪声

的电力线隔离，请至少插入一个实心接地内部平面。

• V_IN去耦电容器对于FET 的稳健性非常重要。VIN 引脚21 上需要一个1μF/25V/X6S/0402 陶瓷电容器。放置

这个去耦电容器的PGND 过孔时应确保去耦电容器比PGND 过孔更靠近IC。为了降低过孔连接的ESL，建议

使用两个8mil 过孔将PGND 连接到内部PGND 平面。

• 强烈建议在VIN 引脚10 上使用一个1μF/25V/X6S/0402 陶瓷电容器。如果不使用这个0402 尺寸的电容器，

则需要将更大尺寸的V_IN去耦电容器（0603 或0805 尺寸）尽可能靠近IC 引脚10 和引脚11 放置。

• 对于大电流应用(I_OUT> 13A)，建议在底层使用两个1μF/25V/X6S/0402 陶瓷电容器。这两个电容器中的一个

应在VIN 引脚10 和引脚21 之间居中。为了使该电容器具有良好的连接，需要一根V_IN铜线（在底层上）以

及两个V_IN过孔。另一个电容器可以放置在靠近IC 封装的位置，就像放置在顶层上的0402 电容器的镜像副本

一样。

• 至少需要将六个PGND 过孔尽可能靠近PGND 引脚（引脚11 至引脚15）放置。这样可以更大限度减小寄生

阻抗并降低热阻。

• 将VCC 去耦电容器（2.2μF/6.3V/X6S/0402 或2.2μF/6.3V/X7R/0603）尽可能靠近该器件放置。确保VCC

去耦环路最小。

• 将BOOT 电容器尽可能靠近BOOT 和SW 引脚放置。使用宽度为12mil 或更宽的布线进行连接。TI 建议使用

额定电压为10V 的0.1µF 至1µF 自举电容器。

• 连接SW 引脚和电感器高压侧的PCB 布线定义为开关节点。开关节点必须尽可能短且宽。

• 无论是单端检测还是遥感，应始终将反馈电阻放置在该器件附近以尽可能缩短FB 布线长度。

– 对于遥感，FB 分压器电阻与远程位置之间的连接应采用一对宽度至少为12mil 的PCB 布线，并应在

0.1μF 或更高的高频旁路电容器上实现开尔文检测。遥感信号的接地连接必须连接到VSNS–引脚。遥感

信号的V_OUT连接必须连接到反馈电阻分压器，并让下部反馈电阻端接在VSNS–引脚上。为了保持稳定

的输出电压并更大限度减小纹波，这对遥感线路应远离任何噪声源（例如电感器和SW 节点）或高频时钟

线路。建议用上下两个接地平面屏蔽这对遥感线路。

– 对于单端检测，请将较大的FB 电阻连接到0.1μF 或更高的高频本地旁路电容器，并使用最短的布线将

VSNS–短接至AGND。

• 该器件在SS/REFIN 引脚到AGND 之间不需要电容器，因此建议不要在SS/REFIN 引脚到AGND 之间放置电

容器。如果C_SS/REFIN至VSNS–的电容器和C_SS/REFIN至AGND 的电容器都存在，请将C_SS/REFIN至

VSNS–的电容器放置得更靠近VSNS–引脚，使连接到VSNS–引脚的布线尽可能短。

• 引脚2（AGND 引脚）必须连接到内层上的实心PGND 平面。使用公共AGND 过孔将电阻连接到内部接地平

面（如果适用）。

• 请参阅图10-1 了解布局建议。

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10.2 布局示例

Vosns+

Vosns-

Via down to connect to solid

PGND plane on inner layer

8/20

0402

8/20

2x VIN-to-PGND decoupling

capacitors on bottom layer

8/20

PGND

8/20

SW

VIN

SW

8/20

0603

L_OUT

8/20

0402

8/20

PGND

0805

VOUT

图10-1. 布局建议

10.2.1 TI EVM 上的热性能

测试条件：

f_SW= 800kHz，V_IN= 12V，VCC = 内部 LDO，V_OUT= 1V，I_OUT= 15A，电感器 L_OUT= 0.8µH（2.29mΩ 典型

值），C_OUT= 6 × 22µF (1206/6.3V/X7R)，无R_BOOT，无RC 缓冲器

SP1 (IC)：75.4°C，SP2（电感器）：53.3°C

图10-2. 25°C 环境温度下的热图像

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11 器件和文档支持

11.1 文档支持

11.1.1 相关文档

• 德州仪器(TI)，采用前馈电容器优化内部补偿直流/直流转换器的瞬态响应

• 德州仪器(TI)，机架服务器和数据中心应用中适用于VR13.HC 的非隔离式负载点解决方案

11.2 接收文档更新通知

要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新进行注册，即可每周接收产品信息更

改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。

11.3 支持资源

TI E2E^™支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解

答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。

链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅

TI 的《使用条款》。

11.4 商标

D-CAP3^™and Eco-mode^™are trademarks of TI.

TI E2E^™is a trademark of Texas Instruments.

所有商标均为其各自所有者的财产。

11.5 Electrostatic Discharge Caution

This integrated circuit can be damaged by ESD. Texas Instruments recommends that all integrated circuits be handled

with appropriate precautions. Failure to observe proper handling and installation procedures can cause damage.

ESD damage can range from subtle performance degradation to complete device failure. Precision integrated circuits may

be more susceptible to damage because very small parametric changes could cause the device not to meet its published

specifications.

11.6 术语表

TI 术语表

本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。

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12 机械、封装和可订购信息

下述页面包含机械、封装和订购信息。这些信息是指定器件可用的最新数据。数据如有变更，恕不另行通知，且

不会对此文档进行修订。有关此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。

40

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重要声明和免责声明

TI 提供技术和可靠性数据（包括数据表）、设计资源（包括参考设计）、应用或其他设计建议、网络工具、安全信息和其他资源，不保证没

有瑕疵且不做出任何明示或暗示的担保，包括但不限于对适销性、某特定用途方面的适用性或不侵犯任何第三方知识产权的暗示担保。

这些资源可供使用TI 产品进行设计的熟练开发人员使用。您将自行承担以下全部责任：(1) 针对您的应用选择合适的TI 产品，(2) 设计、验

证并测试您的应用，(3) 确保您的应用满足相应标准以及任何其他安全、安保或其他要求。这些资源如有变更，恕不另行通知。TI 授权您仅可

将这些资源用于研发本资源所述的TI 产品的应用。严禁对这些资源进行其他复制或展示。您无权使用任何其他TI 知识产权或任何第三方知

识产权。您应全额赔偿因在这些资源的使用中对TI 及其代表造成的任何索赔、损害、成本、损失和债务，TI 对此概不负责。

TI 提供的产品受TI 的销售条款(https:www.ti.com/legal/termsofsale.html) 或ti.com 上其他适用条款/TI 产品随附的其他适用条款的约束。TI

提供这些资源并不会扩展或以其他方式更改TI 针对TI 产品发布的适用的担保或担保免责声明。重要声明

邮寄地址：Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265

PACKAGE OUTLINE

VQFN-HR - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLAT-NO LEAD

RWW0021A

3.1

2.9

A

B

4.1

3.9

PIN 1

INDEX AREA

C0.15

PIN 1 IDENTIFICATION

(OPTIONAL)

1 MAX

C

SEATING PLANE

0.08 C

0.05

0.00

PKG

0.4

0.3

0.35

0.25

REF 0.15

3X

10

(0.2) TYP

9

8

11

12X 0.4

1.8

3X

1.6

3.25

3.05

2X

3.4

0.25

PKG

14X

2X

2.4

0.15

0.1

C A B

C

0.05

2

1

18

19

4X 0.5

21

0.35

0.25

20

4X

PIN 1 ID

(OPTIONAL)

3X 0.3

0.1

C A B

C

0.6

0.4

18X

0.05

4223950/C 04/2019

NOTES:

1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing

per ASME Y14.5M.

2. This drawing is subject to change without notice.

www.ti.com

EXAMPLE BOARD LAYOUT

VQFN-HR - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLAT-NO LEAD

RWW0021A

(2.7)

3X (0.3)

18X (0.7)

4X (0.3)

20

21

1

2

19

14X (0.2)

4X (0.5)

18

EXPOSED METAL

PKG

2X

(3.4) (2.4)

3X

(1.9)

12

8

9

12X (0.4)

11

(0.35)

(R0.05) TYP

10

3X (0.3)

PKG

LAND PATTERN EXAMPLE

SOLDER MASK DEFINED

SCALE: 20X

0.05 MAX

ALL AROUND

0.05 MAX

ALL AROUND

EXPOSED METAL

SOLDER MASK

OPENING

SOLDER MASK

OPENING

METAL UNDER

SOLDER MASK

METAL EDGE

NON SOLDER MASK

DEFINED

SOLDER MASK

DEFINED

(PREFERRED)

SOLDER MASK DETAILS

4223950/C 04/2019

NOTES: (continued)

3. For more information, see Texas Instruments literature number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).

4. Solder mask tolerances between and around signal pads can vary based on board fabrication site.

www.ti.com

EXAMPLE STENCIL DESIGN

VQFN-HR - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLAT-NO LEAD

RWW0021A

(2.7)

PKG

18X (0.7)

4X (0.3)

20

21

1

2

19

4X (0.5)

18

14X (0.2)

PKG

2X

(3.4) (2.4)

3X

(0.73)

3X

(1.05)

12

11

8

9

12X (0.4)

(0.35)

(R0.05) TYP

6X

(0.85)

10

6X (0.3)

(0.3)

SOLDER PASTE EXAMPLE

BASED ON 0.1mm THICK STENCIL

EXPOSED PAD

89% PRINTED COVERAGE BY AREA

SCALE: 20X

4223950/C 04/2019

NOTES: (continued)

5.

Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may offer better paste release. IPC-7525 may have alternate

design recommendations.

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保。

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证并测试您的应用，(3) 确保您的应用满足相应标准以及任何其他功能安全、信息安全、监管或其他要求。

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TI 反对并拒绝您可能提出的任何其他或不同的条款。IMPORTANT NOTICE

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型号：	TPS548A28RWWR
厂家：	TEXAS INSTRUMENTS
描述：	具有遥感功能和 3V LDO 的 2.7V 至 16V、15A 同步降压转换器 \| RWW \| 21 \| -40 to 125 转换器
文件：	总48页 (文件大小：2853K)
中文：	中文翻译
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TPS548A28RWWR [TI]

相关型号：

TPS548A29

TPS548A29RWWR

TPS548B22

TPS548B22RVFR

TPS548B22RVFT

TPS548B27

TPS548B27RYLR

TPS548B28

TPS548B28RWWR

TPS548C26

TPS548C26RXXR

TPS548D21